UC384X的斜坡补偿

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UC384X的PWM产生机理及其控制

PWM Control Based on 384X’s PrincipleShen Yu1, Yu Cheng-Bo21) Research Institute of Remote Test and Control, Chongqing University of Technology，Chongqing，China(aliasxx@)2)Research Institute of Remote Test and Control, Chongqing University of Technology，Chongqing，China(yuchengbo@)Abstract—The ERROR AMP and The PWM Comparator inside 384X are used to control PWM output, Datasheets recommend by companies indicate that the voltage control signer is linked with the pin FB, which is the input of ERROR AMP and control the PWM output through the PWM comparator; The circuit extracted in this article linked the voltage control signer with the pin COMP, which is the output and feedback pin of ERROR AMP. The practical experiment proved that the control circuit is convenience and effective either in open loop or in closed loop circuits．.Keywords—UC384X, PWM, control, open loop, closed loopUC384X的PWM产生机理及其控制沈钰，余成波重庆理工大学电子信息与自动化学院重庆，中国摘要UC384X通过内部的误差放大器和比较器来控制输出的PWM脉宽，各公司推荐的资料都将电压控制信号加到该芯片内部误差放大器的输入引脚FB，再通过误差放大器的输出去控制PWM比较器；在实验的基础上，本文将控制PWM的电压信号加到内部误差放大器的补偿反馈引脚COMP，实践表明，无论在开环和闭环的应用中，这种接法都能使UC384X系列芯片的控制变得更加有效和更加方便。

UCC38C43P中文资料

UCC38C43P中文资料双极CMOS低功耗电流模式PWM控制器特点：相对UC3842A家族来说增加了引脚对引脚兼容功能；1MHZ工作频率；50uA待机电流，最大100uA；在52KHZ时，低运作电流2.3mA；快速35ns周期过流限制；±1A的峰值输出电流;轨到轨输出摆幅25ns上升、20ns下降时间；±1%初始2.5V误差放大器参考电压；微调的振荡器放电电流；欠压锁定新版本；体积小MSOP-8包装；运用：开关模式电源；DC-DC转换器；板安装功率模块；描述：UCC38C4x 家庭是一个高性能的电流模式PWM 控制器。

这是一个增强的BiCMOS 与引脚对引脚兼容版本的行业标准UC384xA家庭和家庭的PWM 控制器UC384x。

此外，7 伏特低电压启动版本提供作为UCC38C40 和UCC38C41。

提供必要的功能，以控制固定频率，峰值电流模式电源，该系列提供以下的性能优势。

该器件提供高频率运行高达 1 低启动和工作电流兆赫，从而减少启动损耗和低操作功率消耗提高效率。

该器件还具有35 ns 的快速电流检测至输出延迟时间和峰值输出± 1 改进的上升和下降的直接驱动外部MOSFET 大时代潮流的能力。

UCC38C4x家庭提供8引脚封装MSOP (DGK), SOIC (D) and PDIP (P).原理框图最小最大单位输入电压，Vdd 18 V输出电压.Vout 18 V 平均输出电流 ,Iout 200 mA 基准输出电流,Iout(ref) -20 mA 操作结点温度，Tj -55 150o C在操作free-air温度绝对最大额定值（除非有其他说明）电源电压(VDD) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 V(MAX ICC) .. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 mA输出电流（Output current）, I OUT峰值（peak） . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .±1 A输出能量（Output energy）,电容性负载（capacitiveload ）. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5 μJ额定电压（Voltage rating ）(COMP, CS, FB). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . −0.3 V to 6.3 V (OUT) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ..−0.3 V to 20 V (RT/CT). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .−0.3 V to 6.3 V (VREF) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7 V误差放大器输出反向电流（Error amplifier output sinkcurrent） . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 mA总功率损耗（Total Power Dissipation at）T A = 25︒C: D package (⎝jc = 22 ︒C/W, ⎝ja = 40 − 70︒C/W) . . . . . . . . . . 650 mWDGK package (⎝jc = 41 ︒C/W, ⎝ja = 238 − 269 ︒C/W . . . . . . 350 mWP package (⎝jc = 50 ︒C/W, ⎝ja = 110 ︒C/W . . . . . . . . . . . . . . 850 mW操作结温范围（Operating junction temperature range, T J）. . . . . . . . . . −55︒C to 150︒C储存温度范围Storage temperature range T stg . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . −65︒C to 150︒C 引线温度（Lead Temperature）(Soldering, 10seconds) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 300︒C超过绝对最大额定值可能会造成永久性损坏设备。

UC384X斜波补偿

UC384X 的斜坡补偿⒈ UC384X 的特点UC3842/UC3843/UC3845是高性能固定频率电流模式的PWM 控制器系列，在这里简称UC384X 。

它们的工作原理和电路结构基本一样，只是个别参数不同。

UC384X 的主要优点是电压调整率可达0.01%/V ，工作频率可达500MHz 。

最高输入电压为30V ，最大输出电流为1A ，能驱动双极型功率管或MOSFET 管。

UC384X 的外围元件少，利用高频变压器实现与电网的隔离。

因此UC384X 通常被用来构成开关电源。

⒉ UC384X 存在的问题当UC384X 构成的开关电源的占空比大于50%时，电路的工作便不稳定。

其原因如下：图1所示为DIP8封装的UC384X 的内部结构图，图2所示为UC384X 的时序图。

由图1、图2可知，在UC384X ○8脚5V 稳定电压通过定时电阻RT 对定时电容CT 充电期间，开关管Q1处于导通状态，漏-源（或集-射）电流呈线性增长，开关管Q1源极电阻RS 上的电流采样电压URS 呈线性升高。

当电流采样电压达到1V 触发电平时，开关管即由导通转为截止，漏-源电流迅速线性降为0，电流采样电压也迅速线性降为0。

电流采样电压URS 波形的上升部分对应于占空比的占用部分，开关管处于导通状态。

波形的下降部分对应于占空比的空置部分，开关管处于截止状态。

当占空比大于50%时，电流采样电压URS波形的上升部分长于下降部分，上升部分的坡度即斜坡变得平缓，占空比越大，斜坡越平缓。

当较平缓的斜坡的顶部接近触发电平时，只要有很小的干扰脉冲混入，例如在tt时刻就有一个干扰脉冲出现（参见图3），开关管即提前截止，结果造成开关电源工作的不稳定。

⒊对UC384X的斜坡补偿为了保证在占空比大于50%时开关电源也能稳定工作，需要对电路进行斜坡补偿，或称斜率补偿。

斜坡补偿有多种方式，图3（a）所示的实例中采用的是将定时电容C1的充电波形与电流采样电压UR5的波形相叠加的方法。

斜率补偿

“斜率补偿”是指用电流控制方式时，将一部分锯齿波电压加到控制信号上，以改进控制特性，包括消除谐波振荡。

开关电源以其高效率、小体积等优点获得了广泛的应用。

近年电流型PWM技术得到了飞速发展。

相比电压型PWM，电流型PWM具有更好的电压调整率和负载调整率，系统的稳定性和动态特性也得到明显的改善。

与电压型PWM比较，电流型PWM控制在保留了输出电压反馈控制外，又增加了一个电流反馈环节，给环路调试带来了一定困难。

这种困难不仅仅是由双环反馈带来的，还要考虑通过电流环引入的谐波干扰。

另外，电流采样信号通常来自于变压器原边，有比较大的开关噪声，特别是对于大功率模块会对环路的稳定性有很大的影响。

电流模式变换器工作在占空比大于50%和连续电感电流的条件下，会产生谐波振荡，这种不稳定性与稳压器的闭环特性无关。

既然是独立于系统环路之外的扰动信号，就可以在保证系统环路稳定并具有一定的系统裕量的前提下，对电流环扰动单独处理。

斜率补偿是比较常用的方法，现将其基本的补偿原理以及实际工作中使用的几种典型电路加以分析整理。

1 谐波振荡产生的原因在t0时刻，开关管导通，使电感电流以斜率m1上升,该斜率是输入电压除以变压器原边电感的函数。

t1时刻，电流取样输入达到由控制电压建立的门限，开关管关断，电流以斜率m2下降,直到下一个振荡周期开始。

如果此时有一个扰动加到控制电压上，产生一个小的,就会出现不稳定情况。

在一个固定的振荡周期内，电流衰减时间减少，最小电流在开关接通时刻(t2)上升了。

接下来电感最小电流在会下一个周期(t3)减小至。

在每一个后续周期，该扰动被m2m1相乘，在开关接通时交替增加和减小电感电流，要经过几个振荡周期电感电流减为零，使过程重新开始。

由图示可知，如果m2/m1大于1，变换器将不能稳定工作。

另一方面，如果采样电流上升斜坡斜率较小，扰动信号同样会叠加上去，如果扰动尖峰过大，叠加之后的信号就会使PWM控制器内电流比较器误触发而翻转。

uc 中文手册

UC3842B,UC3843B,UC2842B,UC2843B,NCV3843BV高性能电流模式控制器UC3842B,UC3843B系列是高性能定频电流模式控制器。

它们是专门为脱机与DC‐DC转换器的应用所设计的，设计者以最少的外部元器件组合提供了一种最物超所值的解决方案。

这些集成电路以一个trimmed振荡器控制精确占空比，一个温度补偿基准，高增益误差放大器，电流采样比较器，与一个非常适宜驱动功率MOSFET的高电流图腾柱输出为特征。

此外还包括保护特性，这种特性由带有滞后的输入与基准欠压锁定，周期限流，可设定的输出死区时间与单脉冲测量锁存组成。

这些设备有两种封装形式，一种是表面塑封的8针双列直插封装形式（SOIC‐8），一种是表面塑封的14针封装形式（SOIC‐14）。

SOIC‐14封装的设备有独立的电源管脚与接地管脚用于这个图腾柱输出级。

UC842B导通时的门限值为16V，关断时为10V，非常适宜于脱机状态下的转换器。

UC843B 则为8.5V（导通时）与7.6V（关断时），适宜较低电压状态下转换器的应用。

特性·精确控制频率的trimmed振荡器·保证在250kHz下的振荡频率·可达500kHz的电流模式运行·自动的前馈补偿·用于周期限流的闭锁PWM·带有欠压锁定的内部trimmed基准·高电流图腾柱输出·带有滞后的欠压锁定·低启动与运行电流·实现无铅封装括号中标注的是后缀为D的SOIC14封装管脚号图1．结构简图管脚连接订购信息详细的订购及采购信息参加本数据手册第16页封装说明部分。

设备标识信息全面的标识信息参见本数据手册第18页器件标识部分。

最大额定值额定值符号值单位偏置与驱动电压 V CC ,V C 30 V 电源电流与齐纳电流和 (I CC +I Z ) 30 mA 输出电流，产生或反向吸纳 I O 1.0 A 输出能量（每周期电容负载） W 5.0 uJ 电流采样与电压反馈输入 V IN ‐3.0 to +5.5V 误差放大器输出反向吸纳电流 I O10 mA 功率损耗与热性能D 后缀，塑封，SOIC ‐14 Case751A 最大功率损耗@ T A =25℃ 热阻抗，连接到空气D1后缀，塑封，SOIC ‐18Case751 最大功率损耗@ T A =25℃ 热阻抗，连接到空气 N 后缀，塑封，Case626 最大功率损耗@ T A =25℃ 热阻抗，连接到空气P DP DP D862 145 702 178 1.25 100 mV ℃/W mV ℃/W mV ℃/W 运行结温T J+150 ℃运行环境温度UC3842B,UC3843BUC2842B,UC2843B UC3842BV,UC3843BVNCV3843BV T A0 to 70 ‐25 to +85 ‐40 to +105 ‐40 to +125 ℃贮存温度范围T stg‐65 to +150℃电性能（=15V）管脚功能说明8‐Pin14‐Pin功能说明1 1 补偿这个管脚是误差放大器输出，并且可用于回路补偿2 3 电压反馈这个管脚是误差放大器的反向输出。

互动设计：情与理,让3842爱你!

这个是自己在学习过程中，边学边画的UC3842的SCH库元件，里面有两种封装，8脚和14脚，设计原理图时可以一目了然，避免错误。

希望能给新入门的师弟师妹们一些帮助和启示。

对3842的理解和注意事项，自己标在了元件内，发现错误或有什么新的信息，可以随时在库元件中修改。

有些朋友可能说这样没有必要，我不这样想，这样做能让自己更深入地理解3842或其它新接触的芯片。

UC3842大家用了很多年了，有很多经验，我实际是刚刚接触，因工作需要做过几种电源，都属于自己用的，功率不大，如TOP2XX和MC34063。

我不是做电源行业的，但我很喜欢这个论坛，也很喜欢大家技术讨论的氛围。

电源技术方面我是小学生，还望大家多指教！我属于行外人，想法有时候可能和各位有所不同，如果我的异类想法能给大家带来一丝启示，我将很高兴。

现在正在做一个几百瓦的电磁机械的线圈驱动，其实就是一个电感，原理和开关电源很相近，也需要考虑CCM、BCM、DCM等工作模式，也是PWM驱动，负载电流也是三角波。

1、电感范围大致是10mH到100mH，要求驱动频率手动可变，目的是利用振动来减小静态摩擦，因为是机械装置，我准备把频率调整范围定在30~300Hz。

2、电流宽范围可调和显示，0~30A平均电流，属于恒流驱动吧。

3、现场有18VDC的电源，功率够。

准备用UC3842，我需要的东西它几乎都有，只是刚接触，需要更深入地理解和掌握才行。

大家先给个意见，用UC3842能成吗？经过一周的努力，感觉用3842没有问题，而且比原来预想的分立器件方案要简单，性能要好许多。

只是在理解3842方面用的时间有点多。

最早想到用34063，因为它是自己比较熟悉的器件。

同时考虑它有周期内检测峰值电流的功能，于是考虑是否可以用该芯片做波形产生器和控制器。

可以利用的资源：电源电压范围；输出驱动管1.5A；周期内峰值电流检测— 0.3V固定阈值到达后结束ton的控制方式；电压检测闭锁PWM —可以用做平均电流反馈控制。

uc3843与tl3843中文

TL 3843中文▓優化用於離線和直流到直流轉換器 ▓低啟動電流（<1 mA ）的 ▓自動前饋補償▓脈衝通過脈衝電流限制 ▓增強的負載響應特性 ▓滯後欠壓閉鎖 ▓雙脈衝抑制▓大電流圖騰柱輸出 ▓內部微調帶隙基準 ▓500-kHz 的工作頻率▓誤差放大器，具有低輸出阻力▓設計為可與UC2842和UC3842系列描述/訂購信息所述TL284x 和TL384x 一系列控制集成電路提供所必需的執行離線或直流到直流固定頻率電流模式控制方案，與外部元件的最小數量的功能。

一些內部實現電路是一個欠壓鎖定（UVLO ），具有小於1 mA 的啟動電流，以及精密基準的誤差放大器的輸入修剪的準確性。

其他的內部電路包括邏輯，以確保鎖存操作中，一個脈衝寬度調製（PWM ）比較器（也提供限流控制），和一個推拉輸出級設計成源或匯的高的峰值電流。

輸出級，適用於驅動N 溝道MOSFET ，為低時，它處於關閉狀態。

這些系列的成員之間的主要區別是UVLO 門限和最大佔空比範圍。

16 V （on ）和10 V （關閉）的TLx842和TLx844器件的典型UVLO 門限使它們非常適用於離線應用。

為TLx843和TLx845設備相應典型閾值是8.4伏（上）和7.6 V （關閉）。

該TLx842和TLx843設備可運行在佔空比接近100％。

由TLx844和TLx845獲得通過加入內部雙穩觸發器，它將消隱輸出關閉所有其他時鐘週期的0至50％的佔空週期的範圍。

在工作自由空氣的溫度範圍內絕對最大額定值（除非另有說明）電源電壓（見注1）（ICC<30 mA ）的自我限制模擬輸入電壓範圍，VI （VFB 和ISENSE ）-0.3 V 至6.3 V 輸出電壓，VO （OUTPUT ）35 V 輸入電壓，VI ，（VC ，D 包只）35 V 電源電流，ICC30毫安輸出電流，IO ±1誤差放大器的輸出灌10 mA 電流封裝的熱阻抗，θJA （見注2和3）：D 包86°C / WD-8封裝97°C / W P 封裝85°C/ W虛擬結溫TJ150℃輸出能量（電容性負載）5μJ鉛的溫度，1,6毫米（1/16英寸）的情況下，10秒260℃ 存儲溫度範圍，TSTG-65°C 至150℃超出“絕對最大額定值”列出的壓力可能會造成永久性損壞設備。

UC384X系列控制IC的工作原理、典型设计及调试过程

UC384X系列控制IC的原理、设计技巧（1）UC384X系列是美国原Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器，主要用于小功率反激、单端正激电路的设计，在目前市场中仍占空很大的市场份额。

芯片其内部原理框图如图1所示。

UC384X采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各脚功能如下：①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；②脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，调整1脚输出电压，与3脚电流波形共同决定控制器输出脉冲宽度；③脚为电流检测输入端，当检测电压超过1V时封锁6脚脉冲，起到保护作用；④脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f=1.72/(RT×CT)；⑤脚为公共地端；⑥脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns 驱动能力为±1A ；⑦脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW；⑧脚为5V 基准电压输出端，有50mA 的负载能力。

下图为采用UC3842控制IC设计的反激电路原边典型电路，电路工作原理如下所述：启动过程：在图中，HV+为交流电压整流后滤波电容电压或输入直流电压值，当HV+电压建立后，首先通过启动电阻R1、R2提供电流给电容C1充电，C1电压逐渐升高，当C1电压达到UC3842的启动电压门槛值16V时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由6端输出推动开关管工作，在这个过程中，由于R1、R2提供的电流不足以维持UC3842的工作电流，因此电容C1放电，电容电压逐渐降低，在电容电压降低到3842的截止工作电压（10V）之前，辅助绕组必须提供IC工作的电压。

也就是说在电容C1电压降低到10V之前，辅助绕组通过D1、R3整流后的电压必须超过10V，否则UC3842在C1上电压降低到10V后会停止工作，然后输入电压又通过R1、R2 充电，电容电压升高到16V，周而复始,重复启动。

UC384X的斜坡补偿

【原创】UC384X 的斜坡补偿⒈ UC384X 的特点UC3842/UC3843/UC3845是高性能固定频率电流模式的PWM 控制器系列，在这里简称UC384X 。

它们的工作原理和电路结构基本一样，只是个别参数不同。

UC384X 的主要优点是电压调整率可达0.01%/V ，工作频率可达500MHz 。

最高输入电压为30V ，最大输出电流为1A ，能驱动双极型功率管或MOSFET 管。

UC384X 的外围元件少，利用高频变压器实现与电网的隔离。

因此UC384X 通常被用来构成开关电源。

⒉ UC384X 存在的问题当UC384X 构成的开关电源的占空比大于50%时，电路的工作便不稳定。

其原因如下：图1所示为DIP8封装的UC384X 的内部结构图，图2所示为UC384X 的时序图。

当电流采样电压达到1V 触发电平时，开关管即由导通转为截止，漏-源电流迅速线性降为0，电流采样电压也迅速线性降为0。

电流采样电压URS 波形的上升部分对应于占空比的占用部分，开关管处于导通状态。

波形的下降部分对应于占空比的空置部分，开关管处于截止状态。

当占空比大于50%时，电流采样电压URS波形的上升部分长于下降部分，上升部分的坡度即斜坡变得平缓，占空比越大，斜坡越平缓。

⒊对UC384X的斜坡补偿为了保证在占空比大于50%时开关电源也能稳定工作，需要对电路进行斜坡补偿，或称斜率补偿。

斜坡补偿有多种方式，图3（a）所示的实例中采用的是将定时电容C1的充电波形与电流采样电压UR5的波形相叠加的方法。

电流型变换器工作原理和斜坡补偿

电流型变换器工作原理和斜坡补偿电流型变换器工作原理和斜坡补偿1引言由于电流型控制较电压型控制方法有许多优点，所以得到了广泛使用，这已是不争的事实。

但在恒频峰值电流检测控制方法中还存在如下问题：——占空比大于50％时系统的开环不稳定性；——由于峰值电流而非平均电感电流的原因而产生的系统开环不稳定性；——次谐波振荡；——抗干扰能力差，特别当电感中的纹波电流成分很小时，这种情况更为严重。

采用图1所示的在电流波形上加斜坡补偿的方法，可使电流型控制法在占空比大于50％的情况下，使系统稳定工作。

实际上，只要电流型变换器采用了斜坡补偿，它的性能能得到很大的改善。

2峰值电流型控制存在的问题下面主要讨论峰值电流型控制存在的问题及利用斜坡补偿克服所存在问题的方法，并给出斜坡补偿的实施方案。

2.1开环不稳定性在不考虑外环电压环的情况下，当恒频电流型变换器的占空比大于50％时，就存在内环电流环工作不稳定的问题。

然而有些变换器（如双管正激变换器）它本身工作的脉冲占空比就不能大于50％，因此不存在问题。

而有些变换器的脉冲占空比不大于50％时，它的输入将会受到许多限制，如果在内环加一个斜坡补偿信号，则变换器可以在任何脉冲占空比情况下正常工作。

下面介绍斜坡补偿工作原理。

图2表示了由误差电压Ve控制的电流型变换器的波形，通过一个拢动电流△I加至电感电流IL，当占空比<0.5时，从图2(a)所示可以看出这个拢动ΔI将随时间的变化而减小；但当占空比>0.5时，这个拢动将随时间增加而增加，。

这可用数学表达式表示：ΔI1=－ΔI0(m2/m1)(1)进一步可引入斜率为－m的斜坡信号，。

这个斜坡电压既可加至电流波形上，也可以从误差电压中减去。

有下列方程式成立：ΔI1=－ΔI0（m2＋m)/(m1＋m）（2）图1采用斜坡补偿的BUCK电流型控制图2电流型变换器的开环不稳定性(a)D<0.5(b)D>0.5(c)D>0.5并加斜坡补偿图3没有斜坡补偿的峰值电流检测与占空比关系图图4斜坡补偿m=－(1/2)m2时的平均电感电流将和占空比D、输入电压无关在100％占空比下求解这个方程有：m>(－1/2)/m2（3）为了保证电流环路稳定工作，应使斜坡补偿信号的斜率大于电流波形下降斜率m2的1/2。

降低PWM控制器AP384XC应用功耗和启动时间的设计要点

降低PWM 控制器AP384XC 應用功耗和啟動時間的設計要點本文列出了AP384XC 與384X 的電性能差異，闡述了啟動電阻與功率損耗的關係、如何縮短啟動時間和如何降低短路保護條件下的待機功率等，並提供了測試結果。

AP384XC 是一款電流模式脈寬調變器(PWM)，該控制器擁有超低的啟動電流和較低的工作電流，能顯著降低待機損耗，提高電源變換器的效率。

此外，該晶片還能與現有的384X 實現接腳和應用完全相容，使用非常方便。

本文列出了AP384XC 與384X 的電性能差異，闡述了啟動電阻與功率損耗的關係、如何縮短啟動時間和如何降低短路保護條件下的待機功率等設計方法，並提供了測試結果。

電特性差異此處所述的AP384XC 與其它現有的384X 都是基於雙載子製程技術，電路特性最顯著的不同是啟動電流和工作電流不一樣，振盪器的放電電流也略有差異，AP384XC 還增加了其它廠商384X 所缺少的過溫度保護功能。

啟動電流越小則顯示可設計啟動阻值越大，電阻熱損耗降低了。

工作電流與晶片本身的損耗有關，AP384XC 的工作電流比其它384X 低3毫安，其相應的熱損耗低50毫瓦左右。

放電電流是用於控制佔空比的，AP384XC 的放電電流略大，相對應的最大佔空比也略大。

AP384XC 溫度過高時具有遲滯的切斷功能能夠有效地保護電源的安全，這是其它的384X 所不具備的功能。

設計要點圖1：(a)使用384X/AP384XC 時標準啟動電路。

(b)加速啟動電路。

1．啟動電阻與功率損耗之間的關係在實際的電路設計中，工程師總是根據384X 的啟動電流值來選擇啟動電阻，越低的啟動電流就可以選取越大阻值的啟動電阻。

電阻阻值不同，其上的熱損耗也不同，熱損耗的運算公式是：(1.414×V AC )2/R CC (1)AP384XC 的啟動電流極低，標準值僅50μA ，這樣允許選取極大阻值的啟動電阻R CC ，可以高達1.2MΩ。

斜坡补偿到的来龙去脉与实例

斜坡补偿到的来龙去脉与实例斜坡补偿的引⼊鉴于以下原因,峰值电流控制必须考虑采⽤斜坡补偿。

当电流模式控制变换器的占空⽐超过50%的时候，变换器会在开关频率的次谐波频率点出现振荡，准确地说是在⼀半开关频率的地⽅，除⾮采取斜坡补偿措施。

斜坡补偿的定义：在电流模式控制下，当电流达到⼀定⼤⼩时（由误差放⼤器输出设定）开关关断。

如果占空⽐超过50%，电感电流的上升时间就⼤于整个周期的50%，那么电流下降时间就⼩于⼀个周期的50%’。

在较短的时间内，电流还没有来得及回到静态初始值，下⼀个周期接着⼜开始了。

下⼀个周期的初始电流变⼤了。

在接下来的这个周期⾥，电感电流很快就上升到参考点，使导通时间变短，占空⽐变得更窄；和上⼀个周期相⽐，这个周期的占空⽐减⼩到50%以内。

但是这样⼜导致关断时间太长，下⼀个周期电流的初始值太⼩，⼜使得占空⽐再⼀次超过50%。

如此循环，电流以间隔⼀个周期过⼤和过⼩的⽅式出现振荡。

1 电路的稳定性图 2、图3 分别是占空⽐⼤于50%和⼩于50%的尖峰电流控制的电感电流波形图。

其中Ve 是电压放⼤器输出的电流设定值,?Io 是扰动电流,ｍ1、ｍ2 分别是电感电流的上升沿及下降沿斜率。

由图可知,当占空⽐⼩于50%时扰动电流引起的电流误差?I1 变⼩了,⽽占空⽐⼤于50%时扰动电流引起的电流误差? I1 变⼤了。

所以尖峰电流模式控制在占空⽐⼤于50%时,经过⼀个周期会将扰动信号扩⼤,从⽽造成⼯作不稳定,这时需给ＰＷＭ⽐较器加坡度补偿以稳定电路,如图4 所⽰。

加了坡度补偿,即使占空⽐⼩于50%,电路性能也能得到改善。

图5 m=m2 时，电感电流波形对于 BUCK 电路，补偿坡度是V0/L，由于输⼊电压恒定，所以补偿值便于计算并恒定；对于Boost 电路，补偿坡度是(Vin-Vo)/L，由于输⼊电压随电⽹变化，所以补偿值不恒定，这样对于固定补偿⽹络，很多时候会发⽣过补偿或⽋补偿，降低了电路的性能并导致波形畸变，因此，Boost 电路通常不采⽤峰值电流控制⽽是采⽤平均电流控制的模式，来避免斜坡补偿。

UC384x系列构成的彩显开关电源的电路分析与故障维修

UC384x系列构成的彩显开关电源的电路分析与故障维修摘要： UC3842/3/4/5系列PWMPWMPWM调制器的特点，分析了其构成彩显开关电源的典型应用电路，介绍了电路维修的基本步骤和维修应注意的问题。

关键词： UC3842/3/4/5系列彩显开关电源故障维修在彩色显示器中，开关电源工作在高频、大电流、高电压的状态下，极易发生故障。

由于开关电源的电路结构形式多种多样，控制电路和保护电路也很复杂，且各部分电路互有牵连，同样的故障现象可能对应于不同的故障原因，这些都增加了电路维修的难度。

但目前彩显一般都采用脉宽调制式开关电源，工作原理大同小异，所以在故障检修时只要深入理解一类彩显开关电源的工作原理和各组成部分的特点、功能，了解其如何启动，如何控制输出，如何进行过压过流保护等，并根据电源的故障现象进行认真分析检查，就能举一反三达到较好的维修效果。

下面就以最常见的由UC3842/3/4/5系列构成的彩显开关电源为例，介绍彩显开关电源的维修。

1 UC3842/3/4/5系列简介UC3842/3/4/5系列IC是高性能、固定频率、电流型单端输出式脉宽调制器。

该系列IC采用DIP-8、SOIC-8、SOIC-14等多种封装形式。

UC3842的2种封装形式的管脚排列。

该系列IC芯片中各型号的内部结构、工作原理完全相同，只是欠电压封锁门限和最大占空比不同。

UC3842/3/4/5系列外围电路简单、安装与调试简便、性能优良、价格低廉，可直接驱动MOS功率开关管和大功率双极型开关管，所以是彩色显示器的电源电路中最常用的集成电路之一。

1.1 UC3842/3/4/5系列的管脚功能下面均以N型封装的UC3842为例。

1脚(COMP)：误差放大器的输出端。

在1脚与误差放大器反向输出端2脚间加入RC网络，可改变误差放大器闭环增益和频率特性。

2脚(VFB)：误差放大器的反相输入端。

通常将开关电源输出电压取样后加至此端，与内部基准电压（加至误差放大器同相端）在误差放大器中进行比较放大，输出的误差信号加至PWM锁存器，用来控制振荡脉冲的脉宽，以改变输出电压的大小。

（完整版）UC3842功能应用简介

（完整版）UC3842功能应⽤简介UC3842的⼯作原理及3842在开关电源中的应⽤2008/11/20 02:55电流控制型脉宽调制器UC3842⼯作原理及应⽤UC3842是美国Unitrode公司(该公司现已被TI公司收购)⽣产的⼀种⾼性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯⽚，可直接驱动双极型晶体管、MOSFEF 和IGBT 等功率型半导体器件，具有管脚数量少、外围电路简单、安装调试简便、性能优良等诸多优点，⼴泛应⽤于计算机、显⽰器等系统电路中作开关电源驱动器件。

1 UC3842 内部⼯作原理简介图1 ⽰出了UC3842 内部框图和引脚图，UC3842 采⽤固定⼯作频率脉冲宽度可控调制⽅式，共有8 个引脚，各脚功能如下：①脚是误差放⼤器的输出端，外接阻容元件⽤于改善误差放⼤器的增益和频率特性；②脚是反馈电压输⼊端，此脚电压与误差放⼤器同相端的2.5V 基准电压进⾏⽐较，产⽣误差电压，从⽽控制脉冲宽度；③脚为电流检测输⼊端，当检测电压超过1V时缩⼩脉冲宽度使电源处于间歇⼯作状态；④脚为定时端，内部振荡器的⼯作频率由外接的阻容时间常数决定，f=1.8/(R T×C T)；⑤脚为公共地端；⑥脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns 驱动能⼒为±1A ；⑦脚是直流电源供电端，具有⽋、过压锁定功能，芯⽚功耗为15mW；⑧脚为5V 基准电压输出端，有50mA 的负载能⼒。

图1 UC3842 内部原理框图2 UC3842 组成的开关电源电路图2 是由UC3842 构成的开关电源电路，220V 市电由C1、L1 滤除电磁⼲扰，负温度系数的热敏电阻R t1限流，再经VC 整流、C2滤波，电阻R1、电位器RP1降压后加到UC3842 的供电端（⑦脚），为UC3842 提供启动电压，电路启动后变压器的付绕组③④的整流滤波电压⼀⽅⾯为UC3842 提供正常⼯作电压，另⼀⽅⾯经R3、R4 分压加到误差放⼤器的反相输⼊端②脚，为UC3842 提供负反馈电压，其规律是此脚电压越⾼驱动脉冲的占空⽐越⼩，以此稳定输出电压。

uc3842电压维修

UC3842芯片小功率开关电源资料UC3842芯片作为小功率开关电源的PWM脉宽调制芯片，在进展开关电源.haojdwx./Article/ShowInfo.asp?InfoID=792'>维修过程中，经常会遇到由于故障引起的uc3842/uc3844不能正常工作，现将电源不能起振或轻微起振〔测量输出端电压低〕，但没有正常工作〔表现为8Pin无5V〕可能的原因作如下总结：1、首先检查7Pin所连接的电解电容〔或者反应线圈所连接的电解电容〕，查看其容量是否符合要求，如该电容容量明显减小，更换后应该不起振的故障就能恢复；如该电容正常，进展下一步检查。

2、在电路板上单独给uc3842/uc3844的7Pin加16V电压，测量其8Pin是否有5V，如果测量8Pin有5V电压存在，那么说明此芯片没有问题；如没有5V电压，须将uc3842/uc3844拆下来单独加电16V至7Pin，测量8Pin是否有5V，如果仍然没有5V，那么可证明芯片已经损坏；如果测量8Pin有5V存在，那么应该是与8Pin相连接的外围元器件与地之间有短路存在。

此步骤主要是检测uc3842/uc3844芯片本身是否损坏，如果芯片没有损坏，根本可以排除故障出在初级局部，可以进展下一步检查。

〔附：检测uc3842/uc3844芯片损坏与否的另一种方法为：在检测完芯片外围元器件〔或更换完外围损坏的元器件〕后，先不装电源开关管，加输入电测uc3842/uc3844的7Pin电压，假设电压在10—17V间波动，其余各脚分别也有电压波动，那么说明电路已起振，uc3842根本正常，假设7脚电压低，其余管脚无电压或电压不波动，那么uc3842/uc3844已损坏。

〕3、检查次级侧，推测应该是次级由于输出过载或短路，导致电流增大，进而反映到初级侧使uc3842/uc3844芯片的3Pin实现保护，这就需要对次级侧实现过流保护功能的电子元器件进展逐一测量，直至查出故障。

UC384X系列IC漫谈

UC384X系列IC漫谈专用电流模式PWM振荡芯片UC3844 (3842)UC3844与UC3842在开关电源中应用为多。

电路无论为塑封或贴片元器件，都有8脚和14脚两种双列封装型式。

两种电路的主要区别为UC3842输出频率等于振荡器的振荡频率，输出频率的最大占空比可达100%；而UC3844内部集成了一个二分频触发器，输出频率只有振荡频率的一半，输出最大占空比为50%。

另外，两者内部欠电压锁定电路的开启阈值有所差异。

UC3844、 UC3845可互换， UC3842、 UC3843可互换。

一般电路的实际振荡频率在100Hz以下，为40~60KHz左右。

电路内部集成了基准电源、高频振荡器、电压误差放大器、电流检测比较器、PWM锁存器及输出电路。

利用误差放大器和外围电压采样电路能构成电压闭环（稳压）控制；利用电流检测比较器和外围电流检测电路，能构成电流闭环控制。

引脚功能说明(以下均以8脚封装为例)：1脚为误差放大器输出端，与引脚2之间接入R、C反馈网络，以决定误差放大器的带宽频率特性和放大倍数；2脚为误差放大器反馈输人端，该端接输人电压反馈信号，以实现电压闭环〈稳压）控制；3脚为电流检测比较器输人端，该端接电流〔电压）检测信号，以实现过电流（过电压）保护；4脚为振荡器定时元件接人端，所接R、C元件决定了电路振荡频率的高低；8脚为基准电源输出端，可提供+5V温度稳定性良好的基准电压，实际应用中，R、C振荡电路及稳压电路，常取用该电源，以增加振荡和稳压的稳定性；7、5脚是供电Vcc、GND端子，额定供电电压为30V，实际电路中自供电绕组提供的直流电压约为20V左右；6脚为波形输出脚，最大输出电流（拉、灌电流）达1A。

UC3842/44的3脚内部误差放大器的同相端已在内部供入2.5V，意味着：当2脚反馈输入电压也稳定于2.5VV也必然会保持在2.5V 时，电路的动态反馈及输出的稳定过程已经完成，在此稳定状态下，输出电压的高低，取决于外围电压采样、反馈电压处理电路，而与芯片本身和振荡环节无关；2脚反馈电压的输人范围为-0.55 ~5V，当2脚反馈电压维持一个低于2.5V的值时，负载电压将维持一个超压输出状态。

电流控制技术和斜坡补偿

三、斜坡补偿的引入
斜坡补偿原理：鉴于以下原因, 峰值电流控制必须考虑采用斜坡补偿。 1 电路的稳定性图 2、图 3 分别是占空比大于 50% 和小于 50%的尖峰电流控制的电感电流波形图。其中 Ve 是电压放大器输出的电流设定值,?Io 是扰动电流, ｍ1、ｍ2 分别是电感电流的上升沿及下
降沿斜率。由图可知, 当占空比小于 50%时扰动电流引起的电流误差 ? I 1 变小了, 而占空比大于 50%时扰动电流引起的电流误差 ? I 1 变大了。所以尖峰电流模式控制在占空比大于 50%时, 经过一个周期会将扰动信号扩大, 从而造成工作不稳定, 这时需给ＰＷＭ比较器加坡度补偿以稳定电路, 如图 4 所示。加了坡度补偿, 即使占空比小于 50%,电路性能也能得到改善。
固定补偿网络，很多时候会发生过补偿或欠补偿，降低了电路的性能并导致波形畸变，因此， Boost 电路通常不采用峰值电流控制而是采用平均电流控制的模式，来避免斜坡补偿。 2.减小尖峰值/平均值误差电流模式控制的实质是使平均电感电流跟随误差电压 V e 设定的值, 即可用一个恒流源来代替电感, 使整个系统由二阶降为一阶。但如图 6 所示, 尖峰电流控制模式中随着占空比Ｄ1、Ｄ2 的不同, 电感电流的平均值 I1、 I2 亦不同。如图 7 示, 可以通过斜坡补偿来获得不同占空比下一致的电感电流。
图 1 双环电流型控制器原理图
从图 1 可以看出, 电流型控制器有两个控制闭合环路:一个是输出电压反馈误差放大器Ａ, 用于与基准电压比较后产生误差电压;另一个是变压器初级(电感)中电流在 Rs 上产生的电压与误差电压进行比较, 产生调制脉冲的脉宽, 使得误差信号对峰值电感电流起着实际控制作用。系统工作过程如下 :假定输入电压下降, 整流后的直流电压下降, 经电感延迟使输出电压下降, 经误差放大器延迟 Vca 上升, 占空比变化, 从而维持输出电压不变, 在电流环中电感的峰值电流也随输入电压下降, 电感电流的斜率 di/dt 下降, 导致斜坡电压推迟到达 Vca, 使 PWM 占空比加大, 起到调整输出电压的作用。由于既对电压又对电流起控制作用, 所以控制效果较好在实际中得到广泛应用。特点： a) 由于输入电压 Vi 的变化立即反映为电感电流的变化, 不经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度(电流控制环),因而使得系统的电压调整率非常好, 可达到 0.01%V, 能够与线性移压器相比。 b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性, 反馈回路的增益较高, 不会造成稳定性与增益的矛盾, 使输出电压有很高的精度。ｃ)由于 Rs 上感应出峰值电感电流, 只要 Rs 上电平达到 1V,PWM 控制器就立即关闭, 形成逐个脉冲限流电路, 使得在任何输入电压和负载瞬态变化时, 功率开关管的峰值电流被控制在一定范围内, 在过载和短路时对主开关管起到有效保护。 d)误差放大器用于控制, 由于负载变化造成的输出电压变化, 使得当负载减小时电压升高的幅度大大减小, 明显改善了负载调整率。 e) 由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器, 所以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压误差放大器的输出信号相比较, 就可以实现并联均流, 因而系统并联较易实现。

一种自适应斜坡补偿电路

第36卷第1期电子科技大学学报 V ol.36 No.1 2007年2月 Journal of University of Electronic Science and Technology of China Feb. 2007一种自适应斜坡补偿电路周泽坤1 ，王锐2，张波1(1. 电子科技大学微电子与固体电子学院成都 610054; 2. 重庆邮电大学光电工程学院重庆南岸区 400065)【摘要】基于CMOS 工艺设计了一种能够自动调节补偿斜率的斜坡补偿电路。

该电路可以跟随输入和输出信号的变化，相应地给出适当的斜坡补偿量，不仅使得峰值电流模式BOOST 变换器可以稳定工作，而且可以避免补偿不当的现象，保证变换器有足够快的瞬态响应。

仿真结果表明该电路产生的斜坡补偿信号的精度可以达到83%以上。

关键词峰值电流模式BOOST 变换器; 斜坡补偿; 自动调节补偿斜率中图分类号 TN431.1 文献标识码 AA Self-Reacting Slope Compensation CircuitZHOU Ze-kun 1，WANG Rui 2，ZHANG Bo 1(1. School of Microelectronics and Soild State Electronics, Univ. of Electron. Sci. & Tech. of china Chendu 610054; 2. College of Opt-Electronic Engineering, Chongqing University of Posts and Telecommunications Chongqing 400065)Abstract Based on CMOS technology, a slope compensation circuit with self-correcting compensation slope is designed. The circuit can produce proper slope compensation along with the variation of input and output signals. Hence, it can not only make the peak current controlled BOOST DC-DC converters work steadily, but also can avoid the improper compensation phenomena. In this way, the sufficient dynamic response of converters can be guaranteed. The simulation results show that the accuracy of slope compensation signals can exceed 83%.Key words peak current controlled BOOST converter; slope compensation; self-correcting compensation slope收稿日期：2006 − 03 − 17资助基金：国家自然科学基金重点项目(60436030)作者简介：周泽坤(1984 – )，男，硕士生，主要从事功率半导体和集成电路设计方面的研究.随着便携式电子产品的增多，开关电源(Switching Mode Power Supply ，SMPS)以其小型、轻量、稳压范围大和高效率等特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等的电子设备中，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。