W推挽变压器设计
推挽式变压器
推挽全桥双向直流变换器的研究1 引言随着环境污染的日益严重和新能源的开发，双向直流变换器得到了越来越广泛的应用，像直流不停电电源系统，航天电源系统、电动汽车等场合都应用到了双向直流变换器。
越来越多的双向直流变换器拓扑也被提出，不隔离的双向直流变换器有Bi Buck/Boost、Bi Buck-Boost、Bi Cuk、 Bi Sepic-Zeta；隔离式的双向直流变换器有正激、反激、推挽和桥式等拓扑结构。
不同的拓扑对应于不同的应用场合，各有其优缺点。
推挽全桥双向直流变换器是由全桥拓扑加全波整流演变而来。
推挽侧为电流型，输入由蓄电池供给，全桥侧为电压型，输入接在直流高压母线上。
此双向直流变换器拓扑适用在电压传输比较大、传输功率较高的场合。
本文分析了推挽全桥双向直流变换器的工作原理，通过两种工作模式的分析，理论上证明了此拓扑实现能量双向流动的可行性，并对推挽侧开关管上电压尖峰形成原因进行了分析，提出了解决方法，在文章的最后给出了仿真波形和实验波形。
2工作原理图1为推挽全桥双向DC/DC变换器原理图。
图2给出了该变换器的主要波形。
变换器原副边的电气隔离是通过变压器来实现的，原边为电流型推挽电路，副边为全桥电路，该变换器有两种工作模式：（1）升压模式：在这种工作模式下S1 、S2 作为开关管工作； S3，S4 ，S5 ，S6 作为同步整流管工作，整流方式为全桥整流，这种整流方式适用于输出电压比较高，输出电流比较小的场合。
由于电感L 的存在 S1、S2 的占空比必须大于0.5。
（2）降压模式：在这种工作模式下 S3， S4， S5，S6 作为开关管工作，S1 、S2 作为同步整流管工作，整流方式为全波整流。
分析前，作出如下假设：所有开关管、二极管均为理想器件；所有电感、电容、变压器均为理想元件；，；2.1升压工作模式在升压工作模式下，原边输入为电流型推挽电路，副边输出为全桥整流电路。
S1 ，S2 作为开关管工作，S3 ， S4， S5，S6 作为同步整流管工作。
变压器的设计步骤和计算公式
这部分能量被称为变压器漏感。
开关断开后，漏感能量不会传递到次级，而是在变压器初级绕组和开关之间产生高压
尖峰。此外，还会在断开的开关和初级绕组的等效电容与变压器的漏感之间，产生高
频振铃如果该尖峰的峰值电压超过开关元件(通常为功率MOSFET)的击穿电压，就会导
流对漏极电容充电(图3a)。当初级绕组电压达到由变压器匝数所定义的反射输出电压
(VOR)时，次级二极管关断，励磁能量传递到次级。漏感能量继续对变压器和漏极电容
充电，直到初级绕组电压等于箝位电容电压，此时，阻断二极管导通，漏感能量被转
移到箝位电容(图4a)。经由电容吸收的充电电流将漏
极节点峰值电压箝位到VIN(MAX)+VC(MAX)。漏感能量完全转移后，阻断二极管关断，
C
其它型号磁芯估算MLT可依此方法类推。
2）按下试计算各绕组铜损
Pcu = (Nn × MLT × R n ) × In2
式中：Pcun --第n绕组铜损，单位为瓦
Nn ---- 第n绕组匝数，单位为匝
MLT ---均绕组长度，单位为m
Rn ---- 第n绕组导线每米长电阻，单位为Ω；
In2 ---第n绕组额定电流，单位为A；
C0 =
I OUT (max )
f min ×V 纹波(max )
一、变压器的设计步骤和计算公式
1.1 变压器的技术要求:
V
输入电压范围；
输出电压和电流值；
输出电压精度；
效率ηη；
磁芯型号；
工作频率f；
最大导通占空比Dmax；
最大工作磁通密度Bmax;
其它要求。
推挽变压器计算公式
推挽变压器计算公式标题：推导变压器计算公式，为电力工程设计提供便利引言：变压器是电力系统中必不可少的元件，它的设计与计算对于保证电力系统的正常运行非常重要。
然而，计算变压器参数并不是一件简单的事情，需要借助一定的公式和方法。
本文将推导变压器计算的基本公式，以便为电力工程设计提供便利和指导。
一、基本概念和假设1. 互感性：变压器的工作基于互感效应，即通过磁场的变化来传递能量。
互感性的表达式为N1φ1 = N2φ2，其中N1、N2分别为变压器的一次和二次线圈的匝数，φ1、φ2分别为一次和二次线圈的磁通。
2. 理想变压器：假设变压器是理想的情况下，可以得出以下假设公式：- 磁场没有漏磁，即φ1 = φ2；- 电阻和漏电感可以忽略不计。
二、变压器的基本参数1. 变比: 变比表示了变压器一次和二次电压之间的关系。
变比定义为:K = V2 / V12. 系数K的定义中包含了两个重要的量：- 变压器的主磁通率（M）。
主磁通率定义为变压器磁通的比例因子，即φ1 = Mφ2；- 变压器的匝缐比（m）。
匝缐比定义为一次和二次线圈的匝数之比，即m = N1 / N2。
通过将M和m代入K的定义，我们可以得到另一种形式的变比公式:K = M*m三、变压器的基础计算公式1. 一次和二次电流之间的关系：根据理想变压器的假设公式，可以推导出:I1 / I2 = N2 / N1 = 1 / m2. 线圈电压之间的关系：根据理想变压器的假设公式，可以推导出:V1 / V2 = N1 / N2 = m3. 功率之间的关系：根据电力学基本定律，功率等于电压乘以电流。
我们可以得出以下推导：P1 = V1 * I1 = m * V2 * (I2 / m) = P2其中，P1和P2分别为一次和二次侧的功率。
四、变压器额定容量的计算变压器的额定容量是指变压器能够持续运行的功率。
额定容量可以根据以下公式计算：S = k * V * I其中，S为额定容量，k为各种损耗系数，V为标称电压，I为额定电流。
推挽电路的设计
电力电子应用课程设计班级电气1123 学号姓名专业电气工程与其自动化系别电子与电气工程学院指导教师陈万淮阴工学院电气工程系2015年5月开关电源是在电子、通信、电气、能源、航空航天、军事以与家电等领域应用非常广泛的一种电力电子装置。
它具有电能转换效率高、体积小、重量轻、控制精度高和快速性好等优点，推挽变换器和正激变换器是两种常用的 DC/DC变换器。
推挽电路就是两个不同极性晶体管连接的输出电路。
推挽电路采用两个参数相同的功率BJT 管或MOSFET 管，以推挽方式存在于电路中，各负责正负半周的波形放大任务，电路工作时，两只对称的功率开关管每次只有一个导通，所以导通损耗小效率高。
推挽输出既可以向负载灌电流，也可以从负载抽取电流。
推挽电路适用于低电压大电流的场合，广泛应用于功放电路和开关电源中。
关键词：双端电路推挽变换器一、设计思想与设计原理 01.1 推挽变换器 01.1.1设计目的 01.1.2 工作原理 01.1.3 基本关系 (2)1.2 推挽变换器的参数设计 (2)1.2.1 主功率变压器的设计 (3)1.2.2 开关管的选取 (4)1.2.3 副边整流管的选取 (4)1.2.4 滤波电感的设计 (5)1.2.5 滤波电容的设计 (6)1.2.6 控制电路关键参数设计 (6)二、PWM控制芯片选取与介绍 (7)2.1 PWM控制芯片选取 (7)2.2 KA3525引脚介绍 (7)三、设计调试 (9)四、设计总结： (13)4.1 电路总结 (13)4.2 心得体会 (13)参考文献 (14)一、设计思想与设计原理1.1 推挽变换器1.1.1设计目的通过本课题的分析设计，可以加深学生对间接的直流变流电路基本环节的认识和理解，并且对隔离的DC/DC电路的优缺点有一定的认识。
要求学生掌握推挽变换器的脉冲变压器工作特性，并学会分析该电路的各种工作模态，与开关管、整流二极管的电压电流参数设计和选取，掌握脉冲变压器的设计和基本的绕制方法，熟悉变换器中直流滤波电感的计算和绕制，建立硬件电路并进行开关调试。
推挽输出变压器的设计（Turner）-第二页V1.00
推挽输出变压器的设计（Turner）-第⼆页V1.00译者声明：本⼈仅为业余爱好者，翻译内容也许有误，如有任何建议，请跟帖；此翻译仅作学习⽤途，并为了坛友阅读⽅便做出了些本⼈认为合适的改动；本⼈⽆任何侵犯版权的意图，如作者或任何⼈认为此举不妥，请接受本⼈诚挚的道歉，并会⽴即将其从⽹上删除。
推挽输出变压器设计（于2011年重新编辑）原作者：Turner译者：中泽洋造第⼆页：继续设计OPT-1A1.计算最低铁芯中⼼截⾯积，Afe2.计算铁芯⾆宽，T3.计算理论叠厚，S t?4.确认铁芯⼤⼩5.计算理论初级所需匝数, thN_p6.计算理论初级铜线直径，thP dia7.从漆包线表格选择合适的初级铜线，P dia oa8.计算最⾼安全直流电流，Idc9.计算绕线架内实际长度（即实际窗⼝长度），Bww10.计算理论初级每层匝数11.计算初级层数12.计算实际每层匝数，Np13.计算平均每匝周长14.计算初级铜阻，Rwp15.计算最低屏-屏阻抗RLa-a下的铜损（以%表⽰）16.铜阻⾼于3.0%吗？正⽂（第⼆页）1.计算最低铁芯中⼼截⾯积，Afe⾸先需要确认最低安全屏-屏负载数值，和在此数值下削波的最⼤功率之前我们的计算确定了最低RLa-a是4500Ω，最⼤输出功率为72W计算公式为：A fe=300×√P O注意：此公式由主要变压器的铁芯⾯积公式推导⽽来，原公式为：A fe=√P O（需要注意的是此公式中⾯积4.4单位为英⼨^2）。
这个较⽼的公式是基于磁通量B为1T（或50Hz时为1000⾼斯）的铁芯⽽推导出来的，但⽤于Hi-Fi⾳频输出时我们必须将50Hz的磁通量取值限制为0.5T。
我取这个限制条件，是因为我经过多次尝试发现这公式的计算值适⽤于推挽输出变压器的设计。
所以理论铁芯截⾯积数值为：thA fe=300×√72W=2547mm22.计算铁芯⾆宽，T对于正⽅形铁芯中⼼柱来说，⾆宽=叠厚，也即T=S理论⾆宽thT * 理论叠厚thS = thT mm所以理论上⾆宽和叠厚的公式为：t? S=√=t? T，单位为mm所以OPT-1A的理论叠厚和⾆宽同为：t? T=√Afe=50.46mm此时我们可以在低损耗铁芯规格表⾥选出合适尺⼨的铁芯了：Fig 8（图中英⽂翻译如下）T = ⾆宽L = 窗⼝长度= 1.5 * TH = 窗⼝⾼度= 0.5 * TS = 叠厚（应介于0.5 * T⾄3 * T之间）Afe = 中⼼柱截⾯积= T * SML = 磁路长度= 5.6 * T实际⽓隙= 0.5 * 理论⽓隙（因为磁通路经过⽓隙两次）所有低损耗铁芯的其他尺⼨都是⾆宽的函数对于交错铁插芯的变压器来说，⽓隙为0低损耗铁芯的⾆宽⼀般有20mm，25mm，28mm，32mm，38mm，44mm，50mm，62.5mm注意：理论计算的⾆宽为50.45mm，所以选⽤50mm⾆宽的铁芯是适合的。
推挽式电源的设计..
推挽电路适用于低电压大电流的中小功率场
合，广泛应用于功放电路和开关电源中。 它的优点是： 结构简单，开关变压器磁芯利用率高，推Байду номын сангаас 电路工作时，两只对称的功率开关管每次只 有一个导通，所以导通损耗小。
。
缺点是：
变压器带有中心抽头，而且开关管的承受电 压较高；由于变压器原边漏感的存在，功率 开关管关断的瞬间，漏源极会产生较大的电 压尖峰，另外输入电流的纹波较大，因而输 入滤波器的体积较大，存在变压器的偏磁现 象。偏磁严重时会导致变压器磁心单向饱和， 致使原边绕组瞬时过流，损毁功率器
(1)
由滤波电感的滤波作用使两个二次侧绕组 电流最大值差别较小，每个二次绕组与相应 一次绕组的磁动势受到牵制。（每个二次绕 组磁动势接近于两个一次绕组磁动势的平均 值）。 4) 推挽电路的全部时间都被强制箝位，没有 像单端电路那样的负电压面积自动和正电压 面积相平衡的时间上和电压上的自由度。
结构复杂，成本高，有直 通问题，可靠性低，需要 几百W~几百kW 复杂的多组隔离驱动电路 有直通问题，可靠性 低，需要复杂的隔离 驱动电路
几百W~几kW
有偏磁问题
几百W~几kW
低输入电压的电 源
全波整流和全桥整流
2）全桥电路的特点 优点：二极管在断态承受 的电压仅为交流电压幅值， 变压器的绕组简单。 缺点：电感L的电流回路 中存在两个二极管压降， 损耗较大，而且电路中需 要4个二极管，元件数较多。 适用场合：高压输出的情 况下。
推挽电路的工作波形
输入输出电压的关系
当滤波电感L的电流连续时：
Uo Ns Ton Ui Np T
Ton为两个开关管导通时间之和
正激类(全桥、半桥、推挽、正激)变压器计算
2、 由电路参数计算以下值: 磁通摆幅： Δ B = 3、 试选磁芯型号： 更多选择 磁芯型号： 类型/厂家： E型/TDK 可输出功率： 20.01115062 EE25.4-Z 27 0.336 T 开通时间： Tonmax = 14 μ s 选择常用磁芯 Ae(cm2) 0.403 AＷ(cm2) 0.425 ｌＷ(cm) 4.94 ｌｅ(mm) 48.7
1.414 A W k W j 原边方波 Idc= 电流峰值 4 DN p Wt(g/对) 10 窗口长(mm)
Ve(cm3)
1963
ｌｅ/Ae(mm-1) 1.208436725
1、变压器原边最小输入电压：Vpmin=NpΔ BAe/Tonmax(电磁感应定律，Np：原边匝数)
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2 正激类（全桥、半桥、推挽、正激）变压器计算 1、 确定电路参数: 电路拓扑： 全桥 半桥 推挽 正激 工作频率： 电流密度： fT = 31.25 kHz j = 4 A/mm2 占 空 比： 预估效率： Dmax = 0.875 η = 0.92 最大磁密： Bmax = 0.168 T 填充系数： kW = 0.4
W推挽变压器设计
150W推挽变压器的设计（B m<B s/3,B s=5100G s）1.高频变压器设计的要求：输入电压Uin=12V~15.5V输出电压Uo=350V输出功率Po=150W（2倍过载正常工作5s）工作频率fs=50kHz，工作周期Ts=1/f=20μs效率η=90%Step1.磁芯型号的选取AP=2T TT T T x108?T∗T∗T T∗T TTT∗TTT4式中：Ton=DmaxxT=0.45x20x10-6s=9x10-6sPo=150W最大工作磁密Bm=Bs/3,Bs=5100Gs,而△B=2Bmη=0.9Kc=1，为铁的填充系数Kwin=0.3，为变压器的窗口填充系数J=300A/cm2可得：AP=0.98cm4,AP=AwXAe。
Aw为磁芯窗口面积；Ae为磁芯有效截面积。
考虑EE32型号的磁芯，该磁芯的AP=1.254cm4，故选取EE32型号的磁芯。
Step2.原副边绕组匝数的确定a．原边绕组匝数：T1=T TTTTT TT TTTΔB∗10−4∗2T T∗10−4=1.91选取N1=2.式中：U inmin =12V ，T=20*10-6s ，Dmax=0.45,△B=2*1700Gs,Ae=0.83cm2 b.匝比设变压器原边两绕组匝数均为N1，变压器副边总匝数为N2，则定义匝比为n=N2/N1。
考虑副边整流二极管的导通压降及输出滤波电感的电阻，有n=T T +T T +T TTT TTTTT ∗T TTT ∗12=350+3+0.512∗0.45∗12=32.73(原边两个绕组) 选取n=33，N2=66。
校验实际工作的最大和最小占空比D maxreal ,D minreal 。
在低压输入满载时电路工作在最大占空比：T max TTTT =(T T +T T +T TT )∗0.5T TTTTT ∗T 2/T 1=0.446 在高压输入满载时电路工作在最小占空比：T min TTTT =(T T +T T +T TT )∗0.5T TTTTT ∗T 2/T 1=0.346 可见最大和最小占空比都在合适的工作范围内。
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150W推挽变压器的设计（Bm<Bs/3,Bs=5100Gs）1.高频变压器设计的要求：
输入电压U
in
=12V~15.5V
输出电压Uo=350V
输出功率Po=150W（2倍过载正常工作5s）
工作频率fs=50kHz，工作周期Ts=1/f=20μs
效率η=90%
Step1.磁芯型号的选取
AP = 2T TT T T x108
?T∗T∗T T∗T TTT∗T
TT4
式中：Ton=D
max
xT=0.45x20x10-6s=9x10-6s
Po=150W
最大工作磁密Bm=Bs/3, Bs=5100Gs, 而△B=2Bm
η=0.9
Kc=1，为铁的填充系数
Kwin=0.3，为变压器的窗口填充系数
J=300A/cm2
可得：AP=0.98cm4 , AP=Aw X Ae。
Aw为磁芯窗口面积；Ae为磁芯有效截面积。
考虑EE32型号的磁芯，该磁芯的AP=1.254 cm4，故选取EE32型号的磁芯。
Step2.原副边绕组匝数的确定
a．原边绕组匝数：
T
1=T TTTTT TT TTT
ΔB∗10−4∗2T T∗10−4
= 1.91
选取N1=2.式中：U
inmin
=12V，T=20*10-6s，Dmax=0.45,△B=2*1700Gs,
Ae=0.83cm2
b.匝比
设变压器原边两绕组匝数均为N1，变压器副边总匝数为N2，则定义匝比为n=N2/N1。
考虑副边整流二极管的导通压降及输出滤波电感的电阻，有
n= T T +T T+T TT
T TTTTT∗T TTT ∗1
2
=350+3+0.5
12∗0.45
∗1
2
=32.73 (原边两个绕组)
选取n=33，N2=66。
校验实际工作的最大和最小占空比D maxreal ,D minreal 。
在低压输入满载时电路工作在最大占空比：
T max TTTT =(T T +T T +T TT )∗0.5
T TTTTT ∗T 2/T 1=0.446
在高压输入满载时电路工作在最小占空比：
T min TTTT =(T T +T T +T TT )∗0.5
T TTTTT ∗T 2/T 1=0.346
可见最大和最小占空比都在合适的工作范围内。
Step3.线径：
穿越深度：
Δ=√2T ∗T ∗T =√22TT ∗μ∗γ
=0.2955TT 式中：μ=4π*10-7，γ=58*106。
因此铜皮的厚度或铜线的线径需要小于2 Δ=0.591mm 。
忽略电感电流的脉动量，在主功率管导通旗舰，流过副边绕组的电流为Io；主功率管都关断期间，流过副边绕组的电流为Io/2。
流过副边绕组的电流有效值：
T TTTT=√(T T
T T )2∗2T
max TTTT
+(1
2
∗T T
T T
)2(1−2T
max TTTT
) =0.412A
考虑励磁电流的存在，则单个原边线圈电流的有效值：
I
Prms =1.05*nI
Srms
/1.414=10.1A
原边铜皮截面积：
S
cuP =I
prms
/J=2.02mm2,取J=5A/mm2
副边绕组导线截面积：
S
cuS =I
Srms
/J=0.0824mm2,取J=5A/mm2
原边由铜导线绕制，选择截面积小的铜导线多股并绕，且多股铜导线的总面积不小于2.02mm2。
（可选10股直径为0.51mm的漆包线并绕。
最大外径为0.56mm）
副边选用标称0.35mm的漆包线，截面积为0.09621mm2，最大外径为0.39mm。
Step4.核算变压器窗口系数
T TTT=2∗T1∗10∗0.2462+T2∗0.09621
T TTT∗10
=0.167<0.3
窗口系数在合理的范围内，说明绕组能够绕的下。