同步整流实现反激变换器设计.
反激 同步整流设计
由于传统开关电源存在对电网造成谐波污染以及工作效率低等问题，因此目前国内外各类开关电源研究机构正努力寻求运用各种高新技术改善电源性能[1]。
其中，在开关电源设计中通过功率因数校正PFC(Power Factor Correction)技术降低电磁污染及利用同步整流技术提高效率的研发途径尤其受到重视。
参考文献[2-3]专题研讨了有源功率因数校正(APFC)技术;参考文献[4]综述了单相并联式技术的最新发展;参考文献[5-6]分别优化设计了带负载电流反馈、并联式PFC芯片的AC/DC变换器和升压式PFC变换器，但所设计的电源效率及功率因数分别在85%和90%以下，其性能还有待进一步提高。
本文设计并制作了一种高效低电磁污染的开关电源样机。
测试结果表明，该电源具有优良的动态性能、较高的功率因数和工作效率，且控制简单，故具有一定的实际应用价值。
1 开关电源设计方案开关电源的结构如图1所示，它主要由220V交流电压整流及滤波电路、功率因数校正电路、DC/DC变换器三大部分组成。
220V交流电经整流供给功率因数校正电路，采用Boost型PFC来提高电源的输入功率因数，同时降低了谐波电流，从而减小了谐波污染。
PFC的输出为一直流电压UC，通过DC/DC变换可将该电压变换成所要求的两输出直流电压Uo1(12V)和Uo2(24V)。
从图中可以看出，本电源系统设计的关键是在整流滤波器和DC/DC变换器之间加入了功率因数校正电路，使输入电流受输入电压严格控制，以实现更高的功率因数。
同时设计中还采用同步整流技术以减少整流损耗，提高DC/DC变换效率。
选用反激式准谐振DC/DC变换器，既能增强对输入电压变化的适应能力，又可以降低工作损耗。
为保证开关电源的性能，电源实际制作时还附加了一些电路：(1)保护电路。
防止负载本身的过压、过流或短路;(2)软启动控制电路。
它能保证电源稳定、可靠且有序地工作，防止启动时电压电流过冲;(3)浪涌吸收电路。
最新-反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解
反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解（1）摘要为大幅度提高小功率反激开关电源的整机效率，可选用副边同步整流技术取代原肖特基二极管整流器。
它是提高低压直流输出开关稳压电源性能的最有效方法之一。
关键词反激变换器；副边同步整流控制器3；高效率变换器1概述本文给出公司2019年新推出的开关电源产品3应用电路分析。
它是反激变换器副边同步整流控制器，具有数字控制的智能驱动器。
采用3作同步整流控制芯片的反激变换器基本电路简化结构见图1。
3的内部功能方框见图2，其引脚排列见图3。
3智能驱动器可提供大电流输出，以正常地驱动副边的功率，使之作为大电流输出的高效率反激变换器中的同步整流器。
根据取自隔离变压器副边的一个同步时钟输入，产生一个驱动信号，它具有与原边信号相关的死区时间设置。
在原边开关导通时，的工作可防止副边发生错误状态，它提供预期的输出截止状态。
这个智能的功能实现了快速的逐周逻辑控制机制，它是建立在高频振荡器由时钟脉冲信号来同步。
该项预置可由外部元件来调节。
经传感检测同步整流器的源极—漏极电压脉冲。
这个特殊的禁止功能可以关闭驱动输出，因此当有必要时即刻关掉它。
该特性使电源能工作在非连续导通模式下，及避免与变换器并联工作的同步整流器反向导通。
3允许开关电源工作在非连续模式，连续模式，以及在准谐振状态的反激变换器，均能实现同步整流任务。
3的封装如图38片状部件，各引脚的符号与功能概述如下脚1，它并不接内电路；脚2，供电输入4～55；脚3，设置预期的关断输出；脚4，为工作的同步信号；脚5，接非连续模式检测器；脚6，所有控制逻辑信号的基准地线；脚7，输出去栅极驱动；脚8，功率信号的基准地电平。
图423的应用电路分析3同步整流器控制器具体应用于一种90笔记本电脑稳压电源的实际电路见图4，其直流输出为＋19，474。
开关电源是反激式变换器，原边主芯片采用复合新品6805。
图4中给出了详细的阻容数值。
下面分别介绍3在电路设计上的一些特点。
采用同步整流技术的准谐振反激变换器_钱海
（6）开关模态 6 [t5，t6] t5 时刻，uCg=0，iLg 达到最 大值，此后变压器开始磁恢复，Lg 与 Cg 谐振，uCg 反 向上升，iLg 下降，VD1，VD2 仍截止。
（2π·姨LpCd ）。
t4 时刻，udsVQ1 到达振荡最低点 Udsmin，由于时间很
采用同步整流技术的准谐振反激变换器
短，e-α（t4-t3）的值近似为 1，此时：
cos2π f r（t4-t3）=-1 Udsmin=Uin-nUo 则延迟时间 tv 为：
（5）
tu=t4-t3=π 姨LpCd
轻载环流，驱动波形无死区，驱动电压不受输入电压
影响，适应于宽范围输入电压条件[6]。图 2 示出了同步
整流管的驱动电路图以及主要工作波形。
（7）开 关 模 态 7 [t6，t7] t6 时 刻 uCg 反 向 上 升 到 -（N2Uo）/N4，uN4=Uo，VD2 导通，uN4 被箝位在 Uo，变 压器的耦合作用使 uCg 保持在-N2Uo/N4，iLg 线性减小。
2 准谐振反激变换器基本工作原理
图 1a 示出准谐振反激变换器基本原理图，电容 Cd 包括开关管 VQ1 的输出电容 Coss，变压器的层间电 容以及电路中的其他一些杂散电容；Rp 包括变压器 初级绕组的电阻以及线路电阻；VQ2 为整流管。图 1b 示出准谐振变换器的主要工作波形。
（1）开 关 模 态 1 [t0，t1] t0 时刻，VQ1 导通，输入 电压 Uin 全部加在初级电感 Lp 上 （Lp 包括励磁电感 Lm 和漏感 Llk），初级电流 ip 线性增加。开关管的开通 时间为：
基于有源箝位同步整流反激电路的高效DC／DC变换器
Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ＆Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ 电子 技术 与软 件 工程 · １ １７
电子技术 ● Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ
（ａ）低 边 箝 位 电路
（ｂ）高边 箝 位 电路
图 １：有源箝位反激 电路示 意图
１ 引 言
近 年 来 ， 随 着 电子 设 备 的 不 断 发 展 ， 要
求 供 电 电源 的体 积 随 之 小 型 化 。特 别 是 开 关 电
源在航空航天技术上 的应用与发展 ，对高效率 、 小 体 积 电源 的 需求 十 分 迫切 。 反 激 变 换 器 因 为 电路 结 构 简 单 、所 用 元 器件 少 ，在 中 小 功 率 、 小 体 积 开 关 电源 中应 用 十分 广 泛 。在 采 用 普 通 的 ＲＣＤ 箝 位 、 二 极 管 整 流 方 式 的 电 路 的反 激 电路 中 ，变压 器 漏感 的 能量 被 电 阻 Ｒ 消 耗 掉 ， 整流二极管也消耗 了相 当多的能量。本文介绍 一 种 ３０Ｗ 功 率单路输 出的高效率 、高功 率密 度 ＤＣ／ＤＣ变换器 的设计 方案 ，通 过采用 有源 箝位反激拓扑和 同步整流技术 ，避 免了变压器 漏 感 能 量 的损 耗 ，并 且 大大 降 低 了 整 流 器 件 上 的 损 耗 ，实 现 了 ８５％ 的 高 转 换 效 率 。
电流驱动同步整流反激变换器的研究
电流驱动同步整流反激变换器的研究陈丹江，张仲超(浙江大学，浙江杭州310027）摘要：分析了工作在恒频DCM方式下的反激同步整流变换器。
为了提高电路的效率，采用了一种能量反馈的电流型驱动电路来控制同步整流管。
分析了该驱动电路的工作原理，并给出了设计公式。
实验结果表明该方法提高了反激变换器效率的有效性。
关键词：反激；同步整流；能量反馈；电流驱动ResearchonaFlybackConverterUsing1引言随着数字处理电路（data processingcircuits）的工作电压的持续下降，保持电路的高效率受到了很大的技术挑战。
这是由于在低压电源中，二极管的正向压降引起的损耗占了电路总损耗的50％以上。
由于MOSFET同步整流管SR（synchronousrectifiers）的低导通电阻，在大量的电路中都用来代替效率低的肖特基二极管，特别是在低压电源中[1]。
反激是一种广泛应用于小功率的拓扑，由于只有一个磁性元件，而具有体积小，成本低的优点。
但是，目前同步整流在正激电路中的应用比较多，而在反激电路中的应用却很少。
这是由于正激电路比较适合大电流输出，能够更好地体现同步整流的优势；另外一个原因是可采用简单的自驱动，而反激电路原边开关和副边开关理论上会有共通。
但是，如果考虑到实际电路中变压器的漏感，则这种情况是不会产生的，所以当输出电流不是很大时，采用反激电路还是值得考虑的。
本文将对工作在DCM方式下的同步反激电路进行分析。
同步整流中最重要的一个问题是同步管的驱动设计。
同步管的驱动大体上可以分为自驱动（self driven）和他驱动（control driven），本文介绍了一种能量反馈的自驱动电路。
2同步整流在反激电路中的应用带有同步整流的反激电路如图1所示。
一般来说，电路可以工作在CCM或DCM方式，开关频率可以是恒频（CF），也可以是变频（VF）。
下面主要对工作在恒频DCM方式的工作过程进行分析。
最新-反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解 精品
反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解摘要为大幅度提高小功率反激开关电源的整机效率，可选用副边同步整流技术取代原肖特基二极管整流器。
它是提高低压直流输出开关稳压电源性能的最有效方法之一。
关键词反激变换器；副边同步整流控制器3；高效率变换器
27预置时间防止原边和副边共态导通
实现同步整流的一个主要难题，是确保控制送出的驱动信号正确无误，以?止在副边的同步整流器与原边开关管之间出现交叉的共态导通。
其示意图可见图16中波形。
当原边导通时，图16中电压倾向于负极性。
如果副边同步关断时带有一些延迟，那么在原边和副边之间就会出现一个短路环节。
为了避免这种不希望的情况发生，在原边导通之前，同步必须是截止的，这表明有必要设置一定量的预置时间。
图17给出了详细展开的正常工作情况时，时钟信号与输出驱动信号之间的定时关系图。
芯片内部的定时提供了所需要的预置时间，从而避免了共态导通的出现。
按表1的供电条件使用脚，有三种不同的选择值。
在脚外接电阻分压器供电，可得到表1中所需的该脚电压值和预置时间。
芯片内的数字控制单元产生这些预置时间，是通过计算在开关周期之中包含的高频脉冲数目来完成的。
由于该系统具有数字性能，在计数过程中会丢失一些数位，从而导致输出驱动信号中发生跳动。
表1中的预置时间值是一个平均值，考虑了这种跳动因素。
图18给出了关断期间的跳动波形。
28空载与轻载工作状态
当占空比18％时，再次起动，所以具有4％的滞后量。
当原边的控制器在极轻输出负载下发生突发状态时，这种特性仍能维持3系统正确工作。
一种反激变换器自驱同步整流设计
张恒浩（１９８９—），男，高级工程师，主要从事开关电源研究。
宋浩谊（１９７７—），男，高级工程师，主要从事开关电源研究。
黄 超（１９８５—），男，高级工程师，主要从事开关电源研究。
一种反激变换器自驱同步整流设计张恒浩， 宋浩谊， 黄 超（中国电子科技集团公司第二十四研究所，重庆 ４０００６０）摘 要：在小功率开关电源中反激变换器应用广泛，同步整流技术的引入使反激变换器的工作效率得到显著提升。
基于自驱同步整流技术原理，提出一种改进的反激变换器电压自驱同步整流线路。
功率开关具备自动开通和定时关断功能，实现了宽输入电压范围的高可靠同步整流，最后实验验证了设计方案。
关键词：反激变换器；同步整流；自驱；功率开关中图分类号：ＴＭ４６ 文献标志码：Ａ 文章编号：２０９５ ８１８８（２０２１）１１ ００８０ ０５ＤＯＩ：１０．１６６２８／ｊ．ｃｎｋｉ．２０９５ ８１８８．２０２１．１１．０１２ＤｅｓｉｇｎｏｆＳｅｌｆ ｄｒｉｖｅｎＳｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓＲｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎｆｏｒＦｌｙｂａｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒＺＨＡＮＧＨｅｎｇｈａｏ， ＳＯＮＧＨａｏｙｉ， ＨＵＡＮＧＣｈａｏ（ＳｉｃｈｕａｎＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＳｏｌｉｄＳｔａｔｅＣｉｒｃｕｉｔｓ，ＣｈｉｎａＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＧｒｏｕｐＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ，Ｃｈｏｎｇｑｉｎｇ４０００６０，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｆｌｙｂａｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｗｉｄｅｌｙｕｓｅｄａｓｌｏｗｐｏｗｅｒｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ．Ｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆｆｌｙｂａｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｇｒｅａｔｌｙｉｍｐｒｏｖｅｄｗｉｔｈｔｈｅｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎｏｆｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．Ｂａｓｅｄｏｎｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｓｅｌｆ ｄｒｉｖｅｎｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ａｎｉｍｐｒｏｖｅｄｖｏｌｔａｇｅｓｅｌｆ ｄｒｉｖｅｎｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔｏｆｆｌｙｂａｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｐｒｅｓｅｎｔｅｄ．Ｔｈｅｄｅｓｉｇｎｓｃｈｅｍｅｉｓｖｅｒｉｆｉｅｄｂｙｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｆｌｙｂａｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ；ｓｅｌｆ ｄｒｉｖｅｎ；ｐｏｗｅｒｓｗｉｔｃｈ０ 引 言直流稳压电源主要分为线性电源和开关电源两种，线性电源存在体积大、效率低、质量大等缺点，因此应用受到限制［１］。
【开关电源设计】准谐振和同步整流技术在反激变换器中的应用
27
小结
1.分析了准谐振反激式变换器的工作原理。 2.分析了电流型自驱动同步整流的工作原理。 3.对电路参数进行了设计和选择，完成了 一台实验样机，并进行了实验。
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28
t
cos 2
fr
t
1 Tv
1 2 fr
Lp Cd
t0
t1
t2 t3
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8
准谐振反激变换器
f sw
ton
1 tf
tv
Pin
1 2
Lp
I
2 p
_
pk
f sw
f sw
1
fT
2
fT 1 2
fT
fr
fr
fT
1
2
2 Pin
Lp
1 Vin
1 VR
输入电压升高、负载减轻，开关频率增加
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实验验证
VN2: 50 V/div Vgs2: 10 V/div is: 10 A/div Vds2: 50 V/div Time: 5 us/div
输入交流电压180V，满载
VN2: 25 V/div
Vgs2: 2 V/div is: 10 A/div Vds2: 50 V/div Time: 5 us/div
准谐振和同步整流技术在反激变 换器中的应用
➢ 背景介绍 ➢ 准谐振反激工作原理 ➢ 同步整流的工作原理 ➢ 实验验证 ➢ 小结
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目录 2
➢ 背景介绍 ➢ 准谐振反激工作原理 ➢ 同步整流的工作原理 ➢ 实验验证 ➢ 小结
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目录 3
反激同步整流
一种反激同步整流DC-DC变换器设计摘 要： 对反激同步整流在低压小电流DC－DC变换器中的应用进行了研究，介绍了主电路工作原理，几种驱动方式及其优缺点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，并通过样机试验，验证了该电路的实用性。
引 言：低压大电流DC-DC模块电源一直占模块电源市场需求的一半左右，对其相关技术的研究有着重要的应用价值。
模块电源的高效率是各厂家产品的亮点，也是业界追逐的重要目标之一。
同步整流可有效减少整流损耗，与适当的电路拓扑结合，可得到低成本的高效率变换器。
本文针对36V-75V输入，3.3V/15A 输出的二次电源模块，在分析同步整流技术的基础上，根据同步整流的特点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，进行了详细的电路分析和试验。
反激同步整流基本的反激电路结构如图1。
其工作原理：主MOSFET Q1导通时，进行电能储存，这时可把变压器看成一个电感，原边绕组电流Ip 上升斜率由dIp/dt=Vs/Lp决定，磁芯不饱和，则Ip 线性增加；磁芯内的磁感应强度将从Br增加到工作峰值Bm；Q1关断时，原边电流将降到零，副边整流管开通，感生电流将出现在副边；按功率恒定原则，副边安匝值与原边安匝值相等。
在稳态时，开关导通期间，变压器内磁通增量△Φ应等于反激期间内的磁通变化量，即：△Φ＝VsTon / Np＝Vs'Toff / Ns从此式可见，如果磁通增量相等的工作点稳定建立时，变压器原边绕组每匝的伏－秒值必然等于副边每匝绕组的伏－秒值。
反激变换器的拓扑实际就是一个BUCK－BOOST组合的变换器拓扑的应用，而且如果副边采用同步整流，电路总是工作于CCM的模式下，其电压增益M＝Vo/Vs＝K·D/(1－D)(K为原副边匝数比)用PMOSFET和MOSFET替代图1中的萧特基二极管，可以实现同步整流的4种电路结构如图2和图3 反激电路的开关电压波形见图4，是标准的矩形波，非常适合同步整流驱动。
反激同步整流DC_DC变换器的设计.Stamped
[收稿日期]2009-01-20 [作者简介]邓于(1960-),男,重庆市人,实验师.E -mail:dydydy120@ 2009年4月重庆文理学院学报(自然科学版)Ap r 1,2009 第28卷 第2期Journal of Chongqing University of A rts and Sciences (Natural Science Editi on )Vol 128 No 12反激同步整流DC -DC 变换器的设计邓 于,廖长荣,周召福(重庆文理学院 电子电气工程学院,重庆 永川 402160)[摘 要]以UC2843芯片为核心,设计出了一种单端反激式、宽电压输入、单路固定电压输出的15W 开关稳压电源,它能有效降低电源损耗、提高调整性能.其电路采用一种有别于RC 缓冲电路的新技术,结合电流型P WM 控制,利用反激变换器中的耦合电感与外加小容量电容器构成LC 谐振电路,能高效地完成关断感性负载的暂态缓冲,并能抑制二极管的反向恢复不良特性.实践证明:该技术能达到设计要求.[关键词]反激开关电源;同步整流;电流型;脉宽控制[中图分类号]T M910.2 [文献标识码]A [文章编号]1673-8012(2009)02-0005-06 随着脉宽调制(P WM )技术的发展,特别是P WM 控制技术的问世,电源效率由线性电源的30%～40%提高到65%～70%,因此,用工作频率为20kHz ～500kHz 之间的P WM 开关电源替代线性电源,可大幅度节约能源.所设计的新型的开关电源(平均功率200k W )具有频率高、动态响应快、可靠性好、稳压范围宽,且有先进的自动控制技术以及体积小等优势,具有非常好的应用前景[1,2].1 功能设计指标变压器的功能设计要求由表1和表2中的参数给出.表1 输入特性参数名称条件单位最小最大输入电压 V in =36～75VDC V3675最大输入电流V in =36VDC,Io =4.5A 0.6遥控ON OFF V in =36VDC,Io =4.5AV 01.2V3.510表2 输出特性参数名称条件单位最小最大输出电压范围V in =36～75VDC,Io =4.5A V 3.243.36负载调整率V in =48VDC,Io =0～4.5A %±0.5±0.6输出纹波(R MS )V in =36～75VDC,Io =4.5A mA 5080输出噪声(峰-峰值)V in =36～75VDC,Io =4.5AmA8010052 系统电路设计主拓扑电路采用成本低、可靠性高及稳压范围宽的反激拓扑电路;系统采取辅助绕组的方式提供辅助电源;启动电路如图1所示.采用晶体管Q 1、稳压二极管Z 1、电阻R 1、R 2、R 3、R 4、R 5以及二极管D 1和电容C 3组成的线性稳压电路来实现系统的启动.当系统完全启动起来且输出电压建立起来之后,由辅助绕组提供T 1-C 通过二极管D 2给UC2843提供辅助电源(Vcc ).此系统针对36V ～75V 直流输入,3.3V /4.5A 直流输出的二次电源模块,在分析同步整流技术的基础上,根据同步整流技术的特点,选择适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑,进行了详细的电路分析和试验.图1 启动电路图 系统框图如图2所示.在系统启动的一刻由启动部分给P WM 控制芯片提供启动电压.当系统输出电源建立起来后,由辅助绕组给P WM 控制芯片脉宽,停止系统工作达到保护的作用;过流保护部分在输出电流超过5A 时控制P WM 控制芯片的3脚限制输出功率,达到过流保护的效应;电压采样部分和反馈环路共同作用,当负载调整或者输入电压变化时通过调整P WM 控制芯片输出脉宽的占空比来实现稳压的作用.图2 系统框图 反激同步整流原理如图3所示.主MOSFET在Q 1导通时进行电能储存,这时可把变压器看成一个电感,初级绕组电流I P 上升,斜率由d ip /d t =V s /L p 决定,磁芯不饱和时I P 线性增加,磁芯内的磁感应强度将从B r 增加到工作峰值B m ;Q 1关断时,初级电流从I P 开始下降,次级整流管开通,感生电流将出次级,由功率恒定原则可知次级安匝值与初级安匝值相等;在稳态时,开关导通期间变压器内磁通增量为Δφ=V r T on /N P =V S T off /N S .可以看出,如果磁通增量相等的工作点稳定建立,时变压器初级每匝的V /S 值和次级每匝的V /S 值相等.反激变换器的拓扑实际就是一个BUCK -BOOST 组合的变换器拓扑的应用.如果次级采用同步整流,电路总6是工作于CC M 的模式下,其电压增益M =V o /V s =K ・D /(1-D ),其中K 为匝数比.用MOSFET替代二极管实现同步整流[3].同步整流管的驱动方式有3种,第1种是半自驱动电路[4];第2种是自驱动同步整流[1];基于波形质量和调试方便,采取第3种外加驱动控制电路,如图4所示.其优点是驱动波形的质量高、调试方便,缺点是电路复杂、成本高.第3种电路在同步整流管的门限较小时可以使用,Q 1和Q 3是一对相反的信号.当P WM 控制片输出为高时,Q 1开通Q 3关断T 1存储能量;当P WM 控制片输出为低时,Q 1关断Q 3开通,此时T 1将能量传送到次级,经过Q 3整流后供给负载[5].图3 反激同步整流原理图图4 外驱电路图反激变压器工作频率设定在20kHz ～500kHz 之间,具体频率的选择应根据其成本、体积、效率等因素综合考虑.工作频率越高,则变压器的尺寸越小,但开关损耗会增加,因此频率确定在300kHz .电源的总输出功率包括所有次级输出功率、辅助输出(反馈回路)功率和输出整流管的损耗,其计算公式为[6]p o =(v o +v d )×I o +(v b +v db )×I b .(1)其中v o 为输出电压,I o 为输出电流,v d 为整流管压降,v b 为反馈电压,v db 为反馈整流管压降,I b 为反馈电流.采用的是同步整流的方式,在计算总输出功率时可设v b 、v db 为0,这时输出功率p o =(3.3+1)×4.5=19.35W.图5给出了反激开关电源的初级电流波形[7].从图中看出,在t 0导通期间有一斜坡电流,其上升斜率图受直流输入电压和初级电感L p 控制,最终达到峰值电流i p ;在t 1关断期间初级无电流流过,在I =i p 处出现峰值磁通,t 0与t 1的比例依赖于输出负载和输入电压初级平均电流I av .后者计算公式为[8]I av =p o /ηV m in .(2)图5 反激开关电源的初级电流波形图设计要求效率≥85%,所需总输出功率p o ,已经由(1)式计算出,最小直流输入电压V m in 为36V,初级平均电流可按(2)式算出:I av =19.350.85×36=0.64A.通过平均输入电流,初级峰值电流I P 可由下式算出:I P =2I av /D m .(3)为了使反激变压器有足够的恢复时间防止磁饱和,最大占空比D m 应小于50%,最大占空比为0.49,由此计算出初级峰值电流i p =2.56A.变压器的初级电感L p 的计算公式如(4)式,计算时可以按变压器的最低工作频率、最低直流输入电压和最大负载的情况计算出L p [9]:L p =(V m in T )2/2.5Tp o .(4)频率为300kHz,最低直流电压为36V,最大负载为4.5A,由此可以计算出初级电感L p =89μH .反激电源的工作模式是单向激励,为防止磁饱和,磁芯应加气隙,气隙由下式计算:l g =(0.4πL p I 2p /A e △B 2m )×109(mm )(5)7其中L p 单位为H,I p 单位为A,A e 为磁芯有效截面积,单位为mm.△B m 为有效磁通密度,单位为mT .由(5)式可计算出l g =1900mm.初级匝数计算公式为N p =ΔB m l g /0.4πI P .(6)由(6)式可以看出,为防止变压器饱和,ΔB m应小于300mT,l g 由(5)式计算出,为1900mm.I p 由(3)式计算出为,2.56A,代入(6)式计算得N p =15匝.初级N p 和次级N s 匝比的关系公式为N s =N p /(V m inV o +V D ×D m1-D m).(7)式中的V o 是次级输出电压,为3.3V,V D 是次级输出整流管的正向压降,为1V.初级的匝数N p 已由(6)式计算出,为15匝,由此可计算出次级的匝数N S =1.7匝,这里N s 取整数为2匝;辅助电源选用10V,辅助绕组的匝数N B 可依下式算出:N B =N s V /(V 0+V D ).(8)由(8)式算出结果为4.6匝,这里取整数5匝.变压器磁芯的选择:由初级电感L p 和初级匝数N P 可以计算出带气隙磁芯的有效电感系数A lg 为A lg =1000L P /N 2p .(9)变压器磁芯的选择可根据(9)式计算出的A lg 值从生产厂家的标准磁芯中选取,选择A lg 最接近的磁芯,通过研磨中间磁芯得到所需的A lg 值[9].也可以由有效截面积A e 计算出最大磁通密度B m ,作为磁芯选择依据[5]:B m =N p I p A ig /100A e .(10)(10)式中的B m 应在200mT ～300mT 之间,低于200mT 磁芯未被充分利用.如果选用铁氧体材料的磁芯,则可能发生磁饱和.在选择磁芯时也可由B m (例如取250mT ),计算出所需磁芯的最小A e ,根据最小有效截面积来选择合适的磁芯.A e 的计算公式为[10]A e =N p I p A ig /100B m .(11)导线尺寸根据峰值工作电流计算结果选择,直径为1m il 的金属丝其面积用圆密耳数来表示,单位为c .m ,在选择导线时,电流密度在200c .m /A ～500c .m /A 之间.初级所需总圆密耳数可以由(12)式计算出[11]:500I m s (f )=500I p3T on T.(12)次级所需总圆密耳数可由(13)式计算出:I m s (s )=I p (N P /N S )3T R T.(13)导线选择应充分考虑电源工作环境、峰值工作电压、绝缘电阻等要求,使绕组充满整个磁芯骨架,如果计算值低于200c m ,需增加绕组层数或选择大一个规格的磁芯.若大于500c m ,则相反.在选择初级绕组导线规格时,应充分注意趋肤效应的影响,此时选择大规格的导线,没有明显效果,可用多股导线并绕来解决这一问题[12].图6 采用光耦和电压基准进行反馈控制的电路图 反馈回路的设计:UC2843是一种高性能电流型控制器件,是专为脱线式直流变换电路设计.它集成了振荡器,温度补偿的高增益误差放大器,电流检测比较器,图腾柱输出、输入和基准8欠压锁定电路及P WM锁存器电路[13].该芯片的主要性能是:可调整振荡器的放电电流产生精确的占空比;最高开关频率可达500kHz;带锁定的P WM可以实现逐个脉冲电流限制;具有内部可调整参考电源,可以进行欠压锁定;图腾柱输出电路能够提供1A电流输出,并直接对MOS2 FET进行驱动;启动电流和工作电流低,电流小于1mA,正常工作电流为15mA.用UC2843实现常规的反馈控制方法是在UC2843的脚1、2之间加RC网络,如图6所示.把光耦的集电极直接连到UC3842的脚1作为输出的电压反馈,脚2直接接地.T L431内部有一个高增益误差放大器,它与高压侧隔离,因此反馈信号经T L431内的放大器和光耦后直接控制UC3842内部误差放大器的输出端(脚1),其控制精度并不会降低.该电路通过输出端采样,然后通过光电隔离反馈到UC2843的脚1,略过UC2843内部放大器,使电源动态响应更快,同时利用T L431内部高增益误差放大器,保证了高控制精度.这种拓扑电路结构简单、外接元件较少,且在电压采样电路中采用了三端可调电压基准,使输出电压在负载发生较大的变化时,输出电压基本没有变化.实验测试证明:该电路具有很好的动态效应和良好的稳压效果[14].3 调试及性能测试分析1)测试得到的负载调整率参数如表3所示.当输入电压不变时,输出电压随负载变化的百分比就是负载调整率.2)电压调整率参数:测试得到的电压调整率参数如表4所示.当负载不变时,输出电压随着输入电压变化的百分比就是电压调整率.3)测试得到的效率参数如表5所示.效率为输出功率与输入功率的百分比.表3 负载调整率参数输入电压输出电流输出电压电压调整率48V0A3.34V48V2.5A3.32V48V3.5A3.31V48V4.5A3.30V1.2%表4 电压调整率参数输入电压输出电流输出电压负载调整率36V4.5A3.31V48V4.5A3.32V56V4.5A3.34V75V4.5A3.35V0.1%表5 效率参数输入电压输入电流输出电压输出电流效率36V0.5A3.31V4.5A82.75%45V0.39A3.30V4.5A83.12%52V0.34A3.329V4.5A84.0%75V0.233A3.31V4.5A85.1%94 结语从测试的输出特性中可以看出,反激开关电源具有以下特点:1)有很好的负载调整率,其范围可以保持在±1%内;2)可达到±1%的稳压精度,而其他整流方式很难做到;3)电压调整率为±0.5%,可实现36V到78V宽电压出入的转化;4)有较快的响应速度;5)具有较小的纹波噪声,可让后级设备工作更加稳定可靠.[参考文献][1]沙占友.新型单片开关电源设计与应用技术[M].北京:电子工业出版社,2004:12.[2]赵负图.电源集成电路手册[M].北京:化学工业出版社,2004:136.[3]程红丽.开关电容boost-buck功率因数校正组合开关变换器[J].微电子学,2001(6):38-40.[4]王婷婷,谢运祥.一种带隔离的单相三电平功率因数校正电路[J].电力电子技术,2004(3):8-9.[5]刘胜利.现代高频开关电源实用技术[M].北京:电子工业出版社,2004:23,153.[6]陈伟,马金平,杜志江.基于DSP的P 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[14]S m ith K M.A ne w P WM contr oller with one cycle re2s ponse[J].I EEE Transacti ons on Power Electr onics, 1999(8):10-16.D esi gn of fly-back synchronous recti f i ca ti on DC-DC convertorDENG Yu,L IAO Chang-r ong,ZHOU Zhao-fu(Schoo l of El ectr oni c and El ectri ca l Engi nee ri ng,Chongqi ng Uni ve rsity of Arts and Sci ence s,Y ongchuan Chongqi ng402160,Chi na) Abstract:Taking C MOS chi p of UC2843as the core,a ne w15W s witch stabilized voltage supp ly has been devised,single-ter m inal,fly-back,wide input range,one-way fixed voltage out put.It can effectively reduce the power l osses and i m p r ove the adjustability.I n the circuit,a ne w technique of weak cushi on cir2 cuit has been adop ted,different fr om RC cushi on circuit;it is co mbined with current mode P WM contr ol, coup ling induct or in the fly-back converter coup led with S MV capacit or,and f or med LC res onant circuit;it can efficiently accomp lish the turn-off sensibility l oaded transient cushi on,and li m it the di ode’s reverse recovery bad features.The fact shows:the technique could reach the design require ment.Key words:fly-back s witch power supp ly;synchr onous rectificati on;current-mode;P WM(责任编辑 吴 强) 01。
一种反激同步整流DC-DC变换设计
一种反激同步整流DC-DC变换器设计引言：低压大电流DC-DC模块电源一直占模块电源市场需求的一半左右，对其相关技术的研究有着重要的应用价值。
模块电源的高效率是各厂家产品的亮点，也是业界追逐的重要目标之一。
同步整流可有效减少整流损耗，与适当的电路拓扑结合，可得到低成本的高效率变换器。
本文针对36V-75V输入，3.3V/15A输出的二次电源模块，在分析同步整流技术的基础上，根据同步整流的特点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，进行了详细的电路分析和试验。
反激同步整流基本的反激电路结构如图1。
其工作原理：主MOSFET Q1导通时，进行电能储存，这时可把变压器看成一个电感，原边绕组电流Ip上升斜率由dIp/dt=Vs/Lp决定，磁芯不饱和，则Ip 线性增加；磁芯内的磁感应强度将从Br增加到工作峰值Bm；Q1关断时，原边电流将降到零，副边整流管开通，感生电流将出现在副边；按功率恒定原则，副边安匝值与原边安匝值相等。
在稳态时，开关导通期间，变压器内磁通增量△Φ应等于反激期间内的磁通变化量，即：△Φ＝VsTon / Np＝Vs'Toff / Ns从此式可见，如果磁通增量相等的工作点稳定建立时，变压器原边绕组每匝的伏－秒值必然等于副边每匝绕组的伏－秒值。
反激变换器的拓扑实际就是一个BUCK－BOOST组合的变换器拓扑的应用，而且如果副边采用同步整流，电路总是工作于CCM的模式下，其电压增益M＝Vo/Vs＝K·D/(1－D)(K为原副边匝数比)用PMOSFET和MOSFET替代图1中的萧特基二极管，可以实现同步整流的4种电路结构如图2和图3反激电路的开关电压波形见图4，是标准的矩形波，非常适合同步整流驱动。
设计的关键点在于同步整流管的位置与驱动电路的结构配合、波形的整形限幅和死区控制。
反激同步整流驱动电路选择同步整流管的驱动方式有三种：第一种是外加驱动控制电路，优点是其驱动波形的质量高，调试方便。
反激式dcdc变换器_反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解
反激式dcdc变换器_反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解关键词：反激变换器；副边同步整流控制器STSR3；高效率变换器2.7 预置时间（tant）防止原边和副边共态导通实现同步整流的一个主要难题，是确保控制IC送出的驱动信号正确无误，以?止在副边的同步整流器与原边开关管之间出现交叉的“共态导通”。
其示意图可见图16中波形。
当原边MOSFET导通时，图16中电压Vs倾向于负极性。
如果副边同步MOSFET关断时带有一些延迟，那么在原边和副边之间就会出现一个短路环节。
为了避免这种不希望的情况发生，在原边MOSFET导通之前，同步MOSFET必须是截止的，这表明有必要设置一定量的“预置”时间tant。
图17给出了详细展开的正常工作情况时，CK时钟信号与OUTGATE输出驱动信号之间的定时关系图。
芯片内部的定时tant提供了所需要的预置时间，从而避免了共态导通的出现。
按表1的供电条件使用脚SETANT，tant有三种不同的选择值。
在脚SETANT外接电阻分压器供电，可得到表1中所需的该脚电压值和预置时间。
芯片内的数字控制单元产生这些预置时间，是通过计算在开关周期之中包含的高频脉冲数目来完成的。
由于该系统具有数字性能，在计数过程中会丢失一些数位，从而导致输出驱动信号中发生跳动。
表1中的预置时间值是一个平均值，考虑了这种跳动因素。
图18给出了OUTGATE关断期间的跳动波形。
2.8 空载与轻载工作状态当占空比<14％时，STSR3的内部特性能使OUTGATE关闭，并且切断芯片内部大多数电路供电，从而减小器件的功耗。
在这种条件下，变换器的低输出电流，是由同步MOSFET的体二极管来完成的。
当占空比>18％时，IC再次起动，所以具有4％的滞后量。
当原边的PWM控制器在极轻输出负载下发生突发状态时，这种特性仍能维持STSR3系统正确工作。
输出驱动器具有承受大电流的能力，源极峰值达2A，加散热器后可达3A。
基于同步整流技术的反激变换器分析
１０ ０ ｍ３ ０／ ＋８套 ×８ ０ ３ ０ ０ ×６ｊｍ３ ０ ０元 ／ 一 １ ４ ． 套 １ ２ ４万 元 。 （ ， 护方案 二的费用 要多于 围护方 案一 的费用 。 ：围 ｌ
从 数 据 可 以 看 出 ： １ ２ ４万 元 ＞ １ ８ ． ｌ４ ． ０ ８ ８万 元 即 ： ２ Ｃ ＞ ｒ ］刁月轩 ， ６ 岳福永 ， 杜冰． 浅议桥 粱基坑工程施 工［ ］ 河 北工程技术 Ｊ．
［ ３夏 长 贤．浅谈 轻 型 井 点 的使 用 与 维 护 ［ ］ 泰 州 职 业 技 术 学 院 学 ４ Ｊ．
报 ，２ １ （ ）： ６ ７ ． ０ ０， ３ ７ — ８
［ ３李安 勇．降 水 工 程 施 工技 术教 学 方 法 的探 索 与 实践 ［］ 中 国 建 ５ Ｊ．
设 教 育 ，２ ０ ，（ ） ３ — ６ ０ ８ ３ ： ４３ ．
工 作在 Ｄ Ｍ 且 占空 比不超 过要求 的最 大值 ， Ｃ 设计 变压 器满
足 反 激 变 换 器 在 输 入 电压 最 小 Ｕｉ ０ Ｖ、 载 电流 Ｉ ４ ＝１ ０ 负 ｏ Ａ 和 效 率 Ｔ Ｏ 时 工 作 在 电 流 临 界 连 续 模 式 ， 占 空 比 不 超 】 一８ 且
８万 元 。
［ ］王 文 成 ． 井 穿越 高 地 下 水 砂 层 设 计 方 案 分 析 ［ ］ 杨 凌 职 业 技 术 ３ 竖 Ｊ．
学院 学报 ， Ｏ ０ （ ） １ — ６ ２ １ ，１ ：３１．
方案二 的预算 费用 ：
Ｃ２ ６０ ０ ｔ× ４ ０ ｊ ｔ＋ ４ ０ ｍ３ × ２ ５ 元 ，ｍ３＋ １ ０Ｃ／ ００ ７
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一种反激同步整流Dc-Dc变换器设计
一种反激同步整流Dc-Dc变换器设计
任光;李卫东;高潮
【期刊名称】《电子产品世界》
【年(卷),期】2004(000)008
【摘要】对反激同步整流在低压小电流DC-DC变换器中的应用进行了研究,介绍了主电路工作原理,几种驱动方式及其优缺点,选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑,并通过样机试验,验证了该电路的实用性.
【总页数】3页(P44-46)
【作者】任光;李卫东;高潮
【作者单位】华南理工大学自动化学院;深圳华为技术有限公司电源研发部;深圳信息职业技术学院电子通信技术系
【正文语种】中文
【中图分类】TM4
【相关文献】
1.同步整流技术在单端正/反激型DC-DC变流器应用电路研究 [J], 高潮
2.反激同步整流DC-DC变换器的设计 [J], 邓于;廖长荣;周召福;
3.一种反激同步整流DC-DC变换器设计 [J], 任光;李卫东;高潮
4.反激同步整流DC-DC变换器的设计 [J], 邓于;廖长荣;周召福
5.一种小功率反激同步整流电源的设计 [J], 林建伟;王宏生
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同步整流实现反激变换器设计
摘要：详细分析了同步整流反激变换器的工作原理和该驱动电路的工作原理，并在此基础上设计了100V~375VDC 输入，12V/4A 输出的同步整流反激变换器，工作于电流断续模式，控制芯片选用UC3842，对设计过程进行了详细论述。
通过Saber 仿真验证了原理分析的正确性，证明该变换器具有较高的变换效率。
引言
反激变换器具有电路简单、输入输出电压隔离、成本低、空间要求少等优点，在小功率开关电源中得到了广泛的应用。
但输出电流较大、输出电压较低时，传统的反激变换器，次级整流二极管通态损耗和反向恢复损耗大，效率较低。
同步整流技术，采用通态电阻极低的专用功率MOSFET来取代整流二极管。
把同步整流技术应用到反激变换器能够很好提高变换器的效率。
1 同步整流反激变换器原理
反激变换器次级的整流二极管用同步整流管SR 代替，构成同步整流反激变换器，基本拓扑如图1(a)所示。
为实现反激变换器的同步整流，初级MOS 管Q 和次级同步整流管SR 必须按顺序工作，即两管的导通时间不能重叠。
当初级MOS 管Q 导通时，SR 关断，变压器存储能量;当初级MOS 管Q 关断时，SR 导通，变压器将存储的能量传送到负载。
驱动信号时序如图1(b)所示。
在实际电路中，为了避免初级MOS 管Q 和次级同步整流管SR 同时导通，Q 的关断时刻和SR 导通时刻之间应有延迟;同样Q 的导通时刻和SR 的关断时刻之间也应该有延迟。
图1 同步整流反激变换器
2 同步整流管的驱动
SR 的驱动是同步整流电路的一个重要问题，需要合理选择。
本文采用分立元件构成驱动电路，该驱动电路结构较简单、成本较低，适合宽输入电压范围的变换器，具体驱动电路如图2 所示。
SR 的栅极驱动电压取自变换器输出电压，因此使用该驱动电路的同步整流变换器的输出电压需满足SR 栅极驱动电压要求。
图2 驱动电路
该驱动电路的基本工作原理：电流互感器T2 与次级同步整流管SR 串联在同一支路，用来检测SR 的电流。
当有电流流过SR 的体二极管，则在电流互感器的二次侧感应出电流，该电流通过R1 转变成电压，当电压值达到并超过晶体管Q1 的发射结正向电压时，Q1 导通，达到二极管VD 导通电压时，VD 导通对其箝位。
晶体管Q1 导通后，输出电压通过图腾柱输出电路驱动SR 开通。
当SR 中的电流在电流互感器二次侧电阻R1 上的采样电压降低到Q1 的导通阈值以下时，Q1 关断，SR 关断。