有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法,有源钳位,正激变换器.
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法，有源钳位，正激变换器，零电压软开关1引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变1引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大，EMI问题难以处理。
为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。
因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。
本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。
2正激有源钳位变换器的工作原理如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关Sa（带反并二极管）和储能电容Cs，以及谐振电容Cds1、Cds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。
有源钳位正激电路的分析设计
有源箝位正激变换器电路分析设计1.引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本文主要介绍Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
2. 有源箝位正激变换器电路的介绍有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的Z VS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
变压器正激有源钳位的选择及误区介绍
变压器正激有源钳位的选择及误区介绍变压器正激有源钳位，对设计人员来说主要青睐的就是它的简捷、性能和效率，现得到广泛应用。
采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用(50W 至 500 W范围)的出色选择。
在高功率密度模块电源中，同步整流技术成了必须的选择，而正激有源钳位其主要的性能优势在于为绕组自驱的同步整流提供了非常理想的驱动波形，绕组自驱动同步整流电路简单、器件少、为设计者节约了布板空间和产品成本，因此被主流的模块电源厂家普遍接受应用。
正激有源钳位的种类和选择：钳位管上钳位拓扑和钳位管下钳位拓扑，上钳位电路采用N MOS管，下钳位电路采用PMOS管，那么在实际的设计中我们如何选择呢?我们看上钳位MOS管和变压绕并联，和开关管串联，而下钳位管是和开关管并联，和变压器绕组串联，绕组电压要低于开关电压，所以在实际设计中高压的PMOS管不容易找，根据这个特点，在高输入电压中如200V以上的设计中我们要考虑使用上钳位，但是上钳位因为MOS管的S脚是接在浮动点上，所以驱动电路必须设计成隔离驱动，这个驱动增加了成本和电路复杂，所以在低压的模块电源应用中，大多数都是采用PMOS管下钳位电路，因为其PMOS管电压不高，而且驱动电路简单。
正激有源钳位的原理和误区：钳位管被关断后，开关管还没有导通的死区时间里，反向流动的谐振电流被钳位开关强制关断，而根据电感电流惯性作用，需要继续向电感流动，这时将抽取存储在开关管结电容里的能量，而结电容要远远小于钳位电容，存储的能量也非常小，所以结电容的电压迅速下降，也就是开关管的VDS电压迅速下降。
在理想状态下可以理解下降到零，但仪器仪表世界网称实际情况是，当VDS电压下降到Vin电压时，也就原边绕组电压下降到0V后，如果继续下降将造成原边绕组的电压变成上正下负的电压，这个电压被折算到副边，将导致副边的整流管导，副边绕组传输能量。
这个过程将产生一个上正下负的电流，而我们的谐振电流确是一个下负上正的电流，这个两个反向的电流将互相制衡，使得VDS电压维持在一个动态平衡的作用上。
有源钳位正激钳位电容工作原理
有源钳位正激钳位电容工作原理
有源钳位正激钳位电容是一种特殊的电容工作原理，它通过不断变化电路的工作状态来实现电容的正激。
下面是具体的工作原理：
1. 初始状态：在没有外部信号时，有源钳位正激钳位电容内部的电路处于关闭状态，电容两端电压为0。
2. 正激开始：当外部信号输入时，根据信号的变化，电容两端会产生相应的电压变化。
这个过程中，有源钳位正激钳位电容内部的电路会根据电压变化自动切换工作状态，以实现电容的正激。
3. 工作状态切换：根据输入信号的正负变化，有源钳位正激钳位电容会通过内部的开关电路，选择性地切换工作状态。
具体来说，当输入信号为正时，有源钳位正激钳位电容会选择性地将电容与电源相连，使其被正激。
反之，当输入信号为负时，有源钳位正激钳位电容会选择性地将电容与地相连，使其被反激。
4. 反激和正激：在工作状态切换的过程中，根据输入信号的变化，有源钳位正激钳位电容会不断地进行反激和正激。
这样，电容两端的电压就能随着输入信号的变化而正常响应。
总结起来，有源钳位正激钳位电容通过内部的开关电路，根据输入信号的变化，选择性地切换工作状态，从而实现电容的正
激。
这种工作原理使得有源钳位正激钳位电容能够有效地响应输入信号的变化，并将其转化为电压输出。
有源钳位DC／DC正激变换器硬件电路及参数的设计
有源钳位DC／DC正激变换器硬件电路及参数的设计摘要：开关稳压电源取代晶体管线性稳压电源已有30多年历史。
最初的开关电源一问世其电能转换效率就已经达到了60%-70%，转换效率可达到线性电源的一倍。
因此开关电源引起了人们的广泛关注。
随着社会进步，开关电源应用越来越广泛，对开关电源也提出新的要求。
开关电源要小型轻量，包括磁性元件和电容的体积重量要小。
此外要求开关电源效率要更高，性能更好，可靠性更高等。
DC-DC变换器是开关电源的主要组成部分，它是电能转换的核心，涉及到体积，转换效率等各方面的要求。
本文主要介绍有源钳位单端正激式DC/DC变换器的设计方法。
关键词：DC-DC变换器；有源钳位；设计；输入电压为28.5±5V，输出电压为12V，输出功率为50W。
一、占空比的设计当主开关管Q1开通时，变压器原方绕组所承受的电压为，Q1截止时，原方绕组承受的反向电压为钳位电容上的电压。
假设足够大，则在Q1截止期间，可以认为保持不变，则根据伏-秒积平衡可以得到：（5-1）则不难得到：（5-2）当主开关管Q1关断时，漏源电压应力为：（5-3）综合式（5-1）、（5-2）、（5-3）式可得（5-4）在相同的N、下，当输入电源电压增大时，占空比D减小。
从式（5-4）可以看出，当D变化时，开关管电压应力也随之变化。
当D=0.5左右变化时，的值变化不大，也就是说，当输入电压变化比较大时，开关管电压应力变化不大，因此有源钳位正激变换器特别适用于宽输入电源电压场合。
一般D最大可以取到0.75左右。
在设计开关电源时，应该合理选择占空比，使得当输入电压为最大和最小值，开关管的电压应力相等。
由式（4-4）可得：，（5-5）由式（5-2）可知，欲使得输入最大电压和最小电压时开关管电压应力相等，则须满足以下条件：（5-6）则可以算得=0.412，=0.588，N=1.15为了便于高频变压器的制作，取N=1，则根据式（4-4）可以得到：=0.358，=0.511二、主开关管的选择选择MOSFET的原则是：MOSFET的额定电压和电流值不小于变换器中MOSFET所承受的最大电压和最大电流，一般应该为两倍。
有源钳位正激变换器的分析与设计
有源钳位正激变换器的分析与设计电气持动1999年第1期有源钳位正激变换器的分析与设计南京航空航天大学陈道炼严仰光,,——一——————一T}2Ll,摘要:丰文论述了有源钳位正融变换器的原理与设计利用有源钳位电路宴现功率变压器对称磁复位.部分磁化能量用来对功率开关寄生电蒋放电到零,宴现零电压开关.有谅钳位技术增强了正激变换器性能实验证宴了理论分析的正确性关键词:毛器量皇茎苎登堂堡瓣AnalysisandDesignofanActiveClampedForwardConverter ChenDaolianYahYangguangAbstract:Theanalysisanddesign.fanactireclampedforwardcoHverterIspresentedinthispa perByulganactiveclampedcircuit1thepowertrans,"ormerisymmetricallymagneticreseted.andapar tofmagnetizingen—ergyisusedtodischarge:heparasiticcapachan.eofthepowerwitchtozeiardertOobtainzer.vo ltageswitchAclireclampedtechra[quec-nbancestorwardC0nverteperformanceandthetheorica lanalysisisverifiedbythee~perJmentalresultKeywords~rwardCo.vett~r…voltageswitchactiveclamped1概述由于正激DC/DC变换器具有电路拓扑简单,输入输出电气隔离.电压升,降范围宽,易于多路输出等优点,因此被广泛应用于中小功率电源变换场合然而,正激变换器的一个固有缺点是需要附加电路实现变压器磁复位采用磁复位绕组正激变换器--的优点是技术成熟可靠.磁化能量无损地回馈到直流电网中去.但附加的磁复位绕组使变压器结构复杂化.变压器漏感引起的关断电压尖峰需要RC缓冲电路来抑制,占空比d<0.5,功率开关承受的电压应力与输入电源电压成正比.RCD钳拉正激变换器的优点是磁复位电路简单,占空比d可以大于0.5,功率开关承受电压应力较低.但大部分磁化能量消耗在钳位电阻中,因此它一般适用于变换效率不高且价廉的电源变换场台.无损LCD缓冲网络正激变换器¨j的优点是磁化能量无损地回馈到电网中,占空比d>0.5当开关频率太于30kHz时,过大的LC谐振电流增加了功率开关的导通损耗,因而通常应用+本文为航空基础科学基金,较自进课题资助项目研究内容30在开关频率为20kHz的场合采用有源钳位支路实现正激变换器变压器磁复位,比上述3种传统的方法优越,主辅开关均可实现零电压通断,这是零电压转换ZVT—PWM技术在正激变换器中的具体应用.本文将详细论述这种变换器的工作原理和设计要点2工作原理在传统正激变换器电路拓扑基础上,增加由钳位开关Sc与钳位电容Cc串联构成的有源钳位支路,便得到了有源钳位正激变换器,如图l所示.钳位开关Sc与主功率开关S的驱动信号互补.由变压器原边绕组伏秒积平衡原理可知,图1a电路钳位电压为式中d——占空比式(1)与Flyback变换器相似,称之为单端反激式Flybaek钳位(简称Flyback钳位).圈lb电路钳位电压为电气传动1999年第1期1bJ囤1有潍钳位正敲变换器(&)F[yback钳位<b)Boost钳位1U=U.(2)』I^式(2)与Boost变换器相似,称之为升压式Boost 钳位(简称Boost钳位).这两种钳位电路工作原理基本相同,只是回馈到输人电源中的电流谐波不同.本文以Flyback钳位电路为研究对象,其研究结论同样适用于Boost钳位电路.假设输出滤波电感L和钳位电容C足够大.因此可将其分别作为电流源和电压源处理,简化电路及其原理波形如图2所示(L为变压器磁化电感).每个PWM周期可分为7个区间,每个区间等效电路如图3a～g所示7个区间的电路变化过程叙述如下.to～l:t.时刻,S开通,Dl导通,D2截止,如图3a所示.t.～t:t时刻,S关断,负载折算到原边的电流』./Ⅳ对Cs充电,如图3b所示.t2～:t￡时刻.U上升到『,,Dl关断,D2开通,L上能量对Cs充电即二者谐振,使Ud上升, 如图3c所示.t～:t时刻,U上升到钳位电压U与fJT.之和,Dc开通,设开关频率,s>>1/(2n _——,/LC,),即钳位电压U基本不变,如图3d所示. t～￡::t时刻,磁化电流i为零,随后i变负,钳位开关Sc导通,Sc实现了零电压ZVS开通,如图3e所示.t=～t6:ts时刻,Sc关断…I.与C开始谐振,C以负值磁化电流放电,能量回馈到电网及转移到工中.如图3f所示.t6～(c):tB时刻,U下降到.D开通.D.与D共同导通期间为i在副边续流提供了路径,t时刻S再次开通,开始另一PWM周期,如图3g所示.欲获得功率开关S的ZVS开通,可用两种方法实现一种方法是变压器铁心加气晾,降低L增大磁化电流,当Sc在t时刻关断的磁化电流大于负载折算电流/N,则这两个电流的差值将使得C在t时刻之后继续放电.或者说磁化电流除了支持输出电流之外.剩余电流将用来使C放电,即将C上电荷抽尽.这种方法消除了功率开关S的容性开通损耗,但却增加了变压器铁损.另一种方法是在副边整流二极管D.中串联一饱和电抗器,延缓D.的开通时刻,即饱和电抗器暂时将变压器和负载断开.整个磁化电流将全部用来对C放电,但高频时饱和电抗器损耗较大fh)圉2简化电路丑其原理波形(a)简化电路(b)原理渡形3lⅢ电气持动1999年第1期图3每十等效电路f),～ifb"f～fJ～(d)～f)～ffJ,～6(g)～3关键参数设计3.1功率变压器设计接通电源,经历若干PWM周期后.钳位电容自动充电到某一稳态值U=u,它可保证铁心双向对称磁化任何铁心双向不对称磁化因素都会导致￡值适度的变化,从而迫使铁心双向对称磁化.设图2b中磁化电流渡形双向不对称, 即,的正向最大值太于负向最大值,则C的充电能量大于放电能量,因而十一/L十一i下降速率十一迫使.(即磁通)双向对称.有源钳位正激变换器的这一特点具有显着优点,克服了传统正激变换器变压器铁心利用率低的缺点, 进一步增强了正激变换器性能和工程应用价值, 较全桥,推挽变换器(存在单向偏磁现象)要优越得多.它同半桥变换器相似,具有抗磁不平衡能力,其根本原因是钳位电压或者说功率开关漏极电位具有浮动特陛.变压器原边绕组匝数为,'N一素等×10'(3)式中B一一铁心工作磁密S——铁心截面积t——功率开关导通时间由式(3)可知,绕组匝数是传统的复位绕组RCD正激变换器的一半,降低了铜损32占空比d设计功率开关S的电压应力为Ud,--U一一㈥32式中Ⅳ——变压器匝比变换器输出电压在相同的Ⅳ,U.下,当输^电源电压F增大时,占空比d减小,功率开关S电压应力变化不大.如图4所示.一般选取一一o75.该特点(可夫于0.5,但变化不大)使得它很适用于宽输入电源电压场合.例如,航空静止变流器输八电压U.一18～32V,选取有源钳位正激变换器作为DC/DC变换级最台适图4功翠开关电压应与占空比美系3.3钳位电容C设计钳位电容C值由钳位电压纹波3U:决定c越大.越小,功率开关S电压应力越小.但对电源电压或负载变化时的变换器状态响应速度也变慢设△:<<U,则在(1一d)丁区问内变压器磁化电流(钳位电容电流)近似按恒定斜率u./三下降,如图2b所示.由图2b可知,钳位电容电压纹波为1一Idt—I(1d)7';儿4C1()cJ式(5)中,J为t--t时磁化电流值.稳态时i即i的下降斜率为/L一J/寺(1一d)丁](6)由式(5),(6)可知,,/U为电气传动1999年第l期((=(1一d):T:/(8L(,1(7)由式c4)町知.功率开关电压应力纹渡己d,一.3U,因此虬一等=㈤按照d—d…最坏情况设计,取儿≤l0%或≤10%.3,4功率,钳位开关驱动延迟时间设计图2b原理波形示出r功率开关S与钳位开关S驱动信号延迟时间f:,合理没计r.与r:是实现有_碌钳位正激变换器的关键问题之一延迟时间过大.影响有效占空比延迟时间过小,满足不了要求S关断与S开通的时问间隔为r!≥一=2r,√L…C4(9)式(9)为l,C谐振电路的14谐振周期S关断与S开通的时间问隔为f一.<r<--t若忽略2一l,则3一l≈一t2='一.因此可得2ⅡLH<r<(i—d)71/!(10)式(9),式(10)按最坏情况(U.d—d…一U一)来调节RC延迟电路参数4实验航空静止变流器采用DC仁K二变换器和DC AC逆变器两级级联的电路拓扑结构DC/DC变换器将输入电压U.=18～32V,升高到稳定的l90VDC,仁K二AC逆变器再将190VDC逆变成115V400HzACDC/DC变换器,DC/AC逆变器各自构成闭环控制系统.考虑到输入电网电压变动范围大,且飞机交流用电负载与直流电网共地. 因而选用具有电气隔离且眭能优良的有源钳位正激变换器作为DC/DC变换级按上述理论设计的有源钳位正激变换器参数如下功率P.一100w,输A电源电压U.一18～32V.输出电压U一190V.开关频率一100 kHz.最大占宅比d一0.75.钳位电容c=60nF,延迟时间rl取600ns,r2取470ns原理实验测得不同输出功率时变换效率如图5所示l习j有源钳位正馓耍挽器教军曲线5结论本文论述了,有源钳位正激变换器的原理与设计,得出了如下结论(1)有_碌钳位正激变换器变压器铁心工作在双向对称磁化状态,提高了铁心利用率,减小了体积与重量.占空比>0,5.进一步增强lr其性能和工程实用价值,适用于宽输A电源电压场合. (2)有源钳位正激变换器实质E是零电压转换PWM变换器,兼有谐振技术与传统PwM技术两者之优点(3)提供r钳位电容C,驱动信号延迟时间r,r:等关键电路参数与其它参数间的定量关系(4)实验证实了有源钳位正激变换器具有优良的性能.参考文献11遭密电电于技术.航空工业出社1992:213～2142陈道炼RCD钳位正激变拽器的分析研究南京航空航元大学,1997(2):231～2353洗冬珍等.LCD无垌吸收网络的应用研究电力电子技术. 1995t4)35～:184LeuCSetⅡ,.ComparisonofForwardFopologieswirhV ari …ResetSchemes,VPECSeminarproceedings1991101～1n§藕百1丽丽i(上接第21页)KrausePC.Analy~isofElectricMachlnery.NewY ork:Mc G…Hi】l,1986jKane]lakopou[osI.KokorovicPVMarinoRAnExtended DlteetSchemefoiRobustAdaptlveNonlinearComro[.Auto一tca.1991.27(2)247～2j55MarinoRAnExample.fANonlinearRegula1.r1EEE T…sAutom,Contr,l984,29(3):276～2797MarinaR—PeresadaS.Va]igiPAdaptiveInput-outputLin- earizingControl.fInductionblotorsIEEETrans.AutomContr19§3,38(2):208～2218IsidoriANon]inearControlSystemsBetlinspringerV etlag19蚺9蔡自兴等译.应用非线性控制北京:国防工业出社, 199276～77面蓓百丽F而33。
有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势
有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势有源箝位正激电源变换器的工作原理及优势— Bob Bell, 美国国家半导体公司电源应用工程师对设计人员来说，有源箝位正激变换器有很多优点，现在正得到广泛应用。
采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用（50W 至 500 W范围）的出色选择。
虽然正激结构的普及有各种各样的原因，但设计者主要青睐的是它的简捷、性能和效率。
正激变换器来源于降压结构。
两者之间的主要区别是：正激结构变压器的输入地和输出地之间是绝缘的，另外它还有降压或升压功能。
正激结构中的变压器不会象在对称结构（如推挽、半桥和全桥）中那样，在每个开关周期内进行自复位。
正激功率变换器中使用了一些不同的复位机制，它们各有自己的优点和挑战。
对设计者而言，有源箝位正激变换器具有诸多的优点，因此现在这个拓扑被广泛应用。
图1：降压和前向拓扑结构图 1 显示了降压和正激转换器之间的相似之处。
注意两种变换功能的唯一区别是在正激变换功能中，匝数比(Ns/Np)这一名词所包含的内容。
Ns 和 Np 分别为次级匝数和初级匝数，均绕在变压器磁芯上。
图2 显示了一个变压器模型，其中包括与初级绕组并联的“励磁电感”（Lm）。
这个励磁电感可以在次级绕组开路状态下在初级端子处测量。
励磁电感中的电流与磁芯中的磁通密度成正比。
确定尺寸的某种磁芯只能支持到某个磁通密度，然后磁芯就会进入饱和。
当磁芯饱和时，电感量会急剧下降。
变压器模型中另外一个部分是与初级绕组串联的“漏感”（LL）。
漏感可以在次级绕组短路情况下在初级端子处测量。
这一名称表示杂散的初级电感，它不会耦合到次级。
图2 转换模式有源箝位电路的工作图3a 图3b图3c图 3a 到 3c 表示了有源箝位正激电源转换器的主要工作步骤。
在时刻t0 时，主功率开关（Q1）导通，在变压器初级施加一个VIN。
变压器次级绕组电压为VIN x Ns/Np。
此时的初级电流包括两个部分：来自输出电感的映射电流(IL x Ns/Np)；以及在激磁电感（Lm）中上升的电流。
有源箝位正激式电路的特点及其参数设计
Science &Technology Vision科技视界0引言在烟草工业电气设备中,各种电路板和模块上的大量集成电路,需要直流5V 电源供电,通常我们用高于5V 的直流电再通过DC-DC 三端稳压模块变换(一般压差为2V)得到稳定的5V 电源。
实验室用的电源电流一般只有5A,10A,且体积偏大,不适合安装。
有源钳位正激式拓扑电路适合中小功率开关电源的设计,而且结构简单,性能好,适合在烟草工业电气设备中使用。
1有源箝位正激式电路的特点图1有源箝位正激式模型电路有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同,只是增加了辅助开关Qc(带反并二极管)和储能电容Cc,且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。
开关Q1和Qc 工作在互补状态。
为了防止开关Q1和Qc 共态导通,两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。
采用有源箝位的正激变换器的特点是:变压器是双向对称磁化的,工作在B-H 回线的第一和第三象限,变压器得到了充分利用,因此占空比可以大于0.5,而且开关管的电压应力低,适合与输入电压范围比较宽的应用场合,箝位开关管是零电压开关的,励磁能量和漏感能量全部回馈到电网。
2参数设计2.1功率变压器的设计1)工作频率的设定开关频率的提高有助于开关电源的体积减小,重量减轻。
开关频率提高又增加了开关损耗和磁芯损耗。
本方案通初步确定工作频率和最大占空比如下:工作频率f=170kHz 最大占空比=75%2)根据设计输出功率选择磁芯P O =7.5×20=150(W)考虑有20%裕量和效率,取η=80%,则150×1.2×1.25=225瓦,选择一个传递功率可达300瓦的磁芯,通过Ferroxcube 公司的磁芯手册,选材料代号为3F3的锰锌铁氧体磁芯,材料的损耗曲线如图2所示。
比损耗为100Mw/cm 3对应磁通密度摆幅为0.09T。
这里是第一次选择磁通密度摆幅。
图2比损耗与频率和峰值磁感应关系T=100℃应用面积粗略估计公式:AP=A e A w =P OK ΔBf T()4/3cm4其中:P O ———输出功率(W);ΔB ———磁通密度变化量(T);f T ———变压器工作频率(Hz);K ———0.014(正激变换器)得到AP=2720.014×0.08×170×103()4/3=1.2cm4假定选择磁芯EE32/6/20,查阅手册得到A w =130mm 2A e =130mm 2V e =5380mm 3l e =41.4mm 。
有源钳位正激电路工作原理
有源钳位正激电路工作原理
有源钳位正激电路是由两个二极管组成的，二极管的反向恢复时间与二极管的反向恢复时间相等，因此在反向恢复时间内，二极管承受反向电压，使二极管两端的电压很低。
当开关管处于开通状态时，电流从零开始上升，二极管承受很高的正向压降，它在开通阶段将会有很高的反向恢复电流。
如果二极管的导通时间较长时，就会出现反向饱和，而使电流在短时间内上升到很高的数值。
因此有源钳位正激电路中通常使用一个箝位二极管。
在这种电路中，由于两个二极管所承受的反向电压都是很高的，因此它们承受的峰值电压也是很高的。
在一个周期内，如果第一个二极管上流过很大的正向电流，而第二个二极管上流过较小的正向电流，则它们将会有一个峰值电压。
当它们同时达到这个峰值电压时，这两个二极管就会被击穿。
有源钳位正激电路中最常见的钳位二极管是CJ1 (或CJ2)和CJ3 (或CJ4)。
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有源钳位电路的工作原理
有源钳位电路的工作原理
有源钳位电路是一种电子电路，用于限制输入信号的幅值在输出信号的某个特定范围内工作。
它由一个有源元件（通常是操作放大器）和一些被动元件（如电阻、电容）组成。
有源钳位电路的工作原理如下：
1. 当输入信号的幅值小于特定范围的下限时，有源钳位电路表现为一个正常的放大器。
输入信号经过放大并输出。
2. 当输入信号的幅值超过特定范围的上限时，有源钳位电路会自动调节输出信号，将输出信号限制在该特定范围内。
这是通过负反馈机制实现的。
3. 当输入信号的幅值在特定范围内时，有源钳位电路也会正常放大输入信号，并输出。
有源钳位电路常用于信号处理和测量应用中，它可以限制输出信号的幅值，防止信号过载和失真。
同时，它还可以消除直流偏移和噪声幅度的变化。
总之，有源钳位电路通过调节放大器的增益，使得输入信号的幅值在特定范围内，从而保证输出信号的稳定性和准确性。
有源钳位正激电路的分析设计
有源钳位正激电路的分析设计一、有源钳位正激电路的基本原理有源钳位正激电路主要由放大器、反馈电阻和两个二极管组成。
其基本原理是通过两个二极管将输入信号限制在一个稳定的范围内，从而防止过大的信号损坏放大器。
这种电路设计的关键在于确定适当的电阻值和二极管的工作点。
二、电路参数的计算1.反馈电阻：反馈电阻的选择主要考虑稳定性和放大倍数。
一般而言，反馈电阻越大，稳定性越好，但放大倍数也会相应下降。
可以通过实际的电路要求和实验数据来确定反馈电阻的大小。
2.二极管的工作点：二极管的工作点是指二极管的电压和电流处于稳定的状态。
通过适当选择电阻和电源电压，可以使得二极管的工作点处于合适的范围内，保证电路正常工作。
3.放大器的参数：放大器的参数可以根据实际需求进行选择，包括放大倍数、频率响应等。
这些参数的选择需要根据具体应用场景进行设计。
三、电路设计步骤1.确定电路要求：明确电路的输入和输出要求，包括输入信号幅度、频率等。
2.选择放大器：根据电路要求选择合适的放大器，考虑放大倍数、频率响应等参数。
3.确定反馈电阻：根据实验数据和实际要求确定合适的反馈电阻值，注意稳定性和放大倍数之间的平衡。
4.计算二极管的工作点：根据二极管的参数和电路要求计算合适的电阻和电源电压，使得二极管工作点处于合适的范围内。
5.组装和调试电路：根据设计结果进行电路组装，并进行实际测试和调试。
根据测试结果进行必要的调整和优化。
四、电路设计实例例如，设计一个有源钳位正激电路，要求输入信号幅度为±5V，放大倍数为10倍，频率响应为10Hz~10kHz。
1.根据放大倍数的要求，选择放大器的参数。
可以选择带宽为100kHz的运放作为放大器。
2.根据反馈电阻的要求，假设我们选择反馈电阻为1kΩ，根据反馈电阻的公式计算得到反馈电流为10mA。
3.选择合适的二极管，例如硅二极管，根据二极管的伏安特性曲线和电路要求计算合适的电阻和电源电压。
假设选择电阻为10kΩ，电源电压为15V。
有源钳位正激变换器励磁电感对损耗影响的研究
有源钳位正激变换器励磁电感对损耗影响的研究【摘要】单端正激有源钳位电路因具有变换效率高、开关管应力低、输入电压范围宽等优点，在低压大电流应用的DC-DC变换器中应用广泛，本文深入研究了正激有源钳位电路在一个开关周期内各工作模态的变换原理，并着重对模态1状态下电源的损耗进行了详细分析，给出了推算过程及求解结果。
通过对推算结果的数学分析，得到有源钳位正激电路中变压器励磁电感对损耗影响结果，经MATLAB仿真及实物验证，证实了推理过程。
本文所提出的有关励磁电感的观点和设计准则，在设计一个确定匝数比的有源钳位正激变换器时具有借鉴意义。
【关键词】有源正激钳位;模态;励磁电感;损耗引言高功率密度、低压大电流DC/DC模块电源的需求与日俱增，由此推动了其相关技术的研究与发展。
在适合低压大电流应用的DC/DC变换器拓扑中，常用的BUCK拓扑中有效的功率转换只发生开关导通时间内，其余时间里负载将由电感提供能量，因此低压输出情况下变换器的效率降低。
为了克服这种困难，可采用反激变换器或正激变换器拓扑增大占空比，提高效率。
但反激变换器，由于二次侧没有输出低通滤波器，需要一个较大的电容予以储能，同时连续模式（CCM）下的闭环补偿较为困难。
与反激变换器相比，正激变换器输出侧多一个电感，但降低了对输出电容的要求，构成的LC滤波器非常适合输出大电流，可以有效的抑制输出电压纹波，因此正激变换器成为低压大电流功率变换器的首选拓扑[2]。
正激变换器的固有缺点是功率开关管截止期间变压器必须磁复位。
有源钳位复位电路提供变压器的磁通复位路径，因而不需要复位绕组或是有能量损耗的RCD复位电路。
本文将在已选的拓扑上，通过数学方法分析变换器变压器、开关管上的功率损耗，得出在一定的磁链的关系下，选择一个最优的励磁电感，可以使变换器的损耗最小，从而进一步提高效率。
1.有源钳位正激变换器工作原理有源钳位正激变换器如图1所示。
与基本正激电路的不同点是它用辅助开关管S2和电容CC组成一个有源钳位电路来代替传统的去磁电路。
有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势
有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势该电源变换器具有以下几个优势：
1.高效率：有源钳位正激电源变换器在功率开关管导通时，电流与电
压的乘积变小，从而减小了功率损耗。
这使得该变换器的效率很高，节约
了能源。
2.快速响应：有源钳位正激电源变换器能够快速响应输入电压的变化，迅速调整输出电压，使其保持稳定。
这个特点使得该变换器在需要快速响
应的应用中表现出色，例如电动车充电器、UPS电源等。
3.宽工作范围：有源钳位正激电源变换器可以在宽范围的输入电压下
工作，从而适应不同的工作环境。
这个特点使得该变换器具有较大的应用
范围，能够满足不同领域的需求。
4.输出稳定性好：有源钳位正激电源变换器在反馈控制的作用下，通
过对输入电压进行调节，使输出电压保持稳定。
这大大提高了稳压性能，
使得该变换器在需要高稳定性的应用中表现出色，例如精密仪器、工业控
制系统等。
5.体积小、重量轻：有源钳位正激电源变换器采用了高频开关方式，
使得变换器的体积小、重量轻。
这使得该变换器适合在体积、重量有限的
场合使用，例如移动设备、航空航天等。
总之，有源钳位正激电源变换器作为一种电源变换器，具有高效率、
快速响应、宽工作范围、输出稳定性好和体积小、重量轻等优势。
这些优
势使得该变换器在许多领域中有着广泛的应用前景。
单输出有源钳位正激DC_DC变换器设计
（15）
图4
同步整流驱动原理
取整 20 匝。
压的变化而变化[3]，当输入电压变化范围很大时， 自驱动同步整流基本不能工作。另外一种办法是 采用变压器辅助绕组来获取一路驱动电压，但此 驱动电压在关断时为负值，且较大。对于关断
4 初级开关管软开关的实现
初级的损耗很大一部分是来自主开关管开通 时的开关损耗， 如果将其开通前的源漏极电压 Uds 降低则可大大提升效率。 将 Uds 完全降低到 0 才导 ，将 Uds 降低到较 通 Q1 则是真正的软开关（ZVS） 小 的 值 再 让 导 通 则 是 VVS （ Valley Voltage 。这里利用 LC 谐振原理来实现 ZVS。 Switch） 图 3 中的 L 是变压器的初级电感，为励磁电 感和漏感之和。 电容 C 为初级开关管的输出电容， 其值可以从 MOSFET 数据手册上获得。谐振是发 生在主管和钳位管均关断的死区时间内，理想的 死区时间应该设置为谐振周期的一半，此时电容 上的电压为零，主开关管可以实现零电压导通， 。 即（ZVS） 本文实现的软开关是 VVS，将变压器初级的 电压谐振至 0，Uds 电压则由原来的钳位电压降为 输入电压。
，其
（6）
。于 中 Ton 为每个周期 U 加在线圈上的时间（s）
因此这两种钳位方式主开关管所承受的压降 是相同的。有源钳位的每个 PWM 周期可分为 7 个区间 ， 本文以下钳位为例对有源钳位在高效性 方面进行探讨。
[4]
（11） 取 19 匝，根据变压器初、次级匝比可得到次级的 匝数为 18.095 匝，取 18 匝。
（9）
DU in = (1 − D)U cl
上的电压：
（4）
其中 Po 为输出功率；ΔB 为磁通密度变化量 （T） ， 在磁芯损耗特性曲线中查到磁损耗 200mW/cm3 取
有源钳位正激 计算
有源钳位正激计算有源钳位正激是一种常见的电路配置，它在电子学和通信领域中被广泛应用。
有源钳位正激的设计原理是利用有源元件（如晶体管）来实现信号的放大和激励，以达到对输入信号的调整和控制的目的。
本文将从原理、应用和优缺点等方面介绍有源钳位正激的相关知识。
一、有源钳位正激的原理有源钳位正激是一种常用的放大电路配置，其原理基于负反馈的概念。
负反馈是通过将放大器的输出信号与输入信号进行比较，并将差异信号反馈到放大器的输入端，以减小放大器的非线性、失真和噪声等问题。
有源钳位正激利用了负反馈的原理，通过控制有源元件（如晶体管）的工作点，使其处于合适的工作状态，进而实现对输入信号的放大和调整。
有源钳位正激的基本原理是利用有源元件的放大特性，将输入信号放大到合适的幅度，并通过反馈电路将输出信号与输入信号进行比较，从而调整有源元件的工作状态。
具体而言，有源钳位正激电路一般由输入电阻、有源元件、负载电阻和反馈电路等部分组成。
其中，有源元件（如晶体管）根据输入信号的变化进行放大，并将放大后的信号输出到负载电阻上。
同时，反馈电路将负载电阻上的输出信号与输入信号进行比较，并通过调整有源元件的工作状态来实现对输入信号的调整和控制。
二、有源钳位正激的应用有源钳位正激在实际应用中有着广泛的用途。
首先，它可以用于放大电路中，将输入信号放大到合适的幅度，以满足后续电路或设备的要求。
其次，有源钳位正激还可以用于信号调整和控制，例如在音频设备中，可以通过有源钳位正激电路来调整音频信号的音量和频率等参数，以实现音频的放大和调整。
此外，有源钳位正激还可以用于通信系统中，例如在调制解调器中，可以通过有源钳位正激电路来调整调制信号的幅度和频率等参数，以实现数据的传输和接收。
三、有源钳位正激的优缺点有源钳位正激作为一种常见的电路配置，具有一些优点和缺点。
首先，有源钳位正激具有较好的线性度和稳定性，可以有效地减小非线性失真和噪声等问题，提高信号的质量和可靠性。
有源钳位正激变化器的工作原理
第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。
但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。
传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。
这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]o(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。
它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。
(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
(3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5,使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2) 在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网， 有利于变换器效率的提高；(3) 变压器磁芯双向对称磁化，工作在 B-H 回线的第一、三象限，因而 有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同 步整流电路的复杂度图2-2高边有源箝位电路 Fig. 2-2 High-Side a ctive c lamp c ircuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常^C oOs3^rD3 F VT4D4，oos4CoRIfl VT3图2-1低边有源箝位电路 Fig. 2-1 Low-Side a ctive c lamp c ircuitVin VT2N1:N2■■'Lo'VT1 D1相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别[40]。
有源钳位反激转换器-正激式转换器
有源钳位反激转换器-正激式转换器反激转换器一正激式转换器(Fly,Forward CONVERTER)最早由美国IR公司提出。
大家知道，正激式转换器和反激式转换器都可应用于中小功率高频开关电源。
其主要缺点是开关管的电压应力高，正激式转换器需要采用特殊的磁复位措施，而反激式转换器的输出纹波大。
将正激式转换器和反激式转换器组合在一起，可以综合两种转换器的优点，在一定程度上可以克服两者的缺点。
并实现ZVS、自动可靠地磁复位、较低的电压应力等。
日本矢代于1994年提出的有源钳位反激,正激式转换器电路如图5,13所示。
正激式转换器和反激式转换器的变压器Tr1、Tr2的初级绕组相串联，共用一个主开关管V1和一个钳位电路，钳位电路并联在Tr1、Tr2初级串联绕组上。
后来派生出来的一些反激一正激式转换器，只用一个变压器，其次级用中点抽头整流或倍流整流输出电路。
研究图5,13电路可以发现，输出端没有滤波电感。
图5,13电路的组合方式，使两个转换器在一个周期内分别向负载供电，变压器次级并联交错输出。
因此无须另外再接续流二极管，由于输出纹波小，也无须加滤波电感。
对正激式转换器来说，因为初级串联了一个反激式转式换器的电感(即变压器)，相当于将输出滤波电感从次级移到了初级。
图5,13所示的反激一正激式转换器图5,13所示的反激一正激式转换器，在一个开关周期内有8种开关模式，见表5,3。
表中uDS1为主开关管V1端电压。
表5,3图5,13的主要特点是，主开关管和钳位开关管都实现了ZVS，使开关损耗减少，电路转换效率提高.和有源钳位正激式转换器一样，钳位电容上的电压为主开关管上的电压uDS1被钳位在:boost、buck和buck-boost几种结构都是开关电源的基本的拓扑结构，所谓正激和反激，是基本结构的衍生变化，就是插入了隔离变压器，正激和反激是针对带变压器隔离的开关电源而言，有单端正激、单端反激、双端正激、双端反激及其一些不能具体概括的结构形式. 正激式原端与次端的同名端在同一方向，而反激式的在异侧呢。
有源钳位正激变化器的工作原理
第2章有源箝位正激变换器的任务原理之老阳三干创作2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、任务可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点,因而被广泛应用在中小功率变换场合.但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间,必须附加一个复位电路,以实现高频变压器的磁复位,避免变压器磁芯饱和[36].传统的磁复位技术包含采取第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术.这三种复位技术虽然都有一定的优点,但是同时也存在一些缺陷[37-39].(1)第三复位绕组技术采取第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟,变压器能量能够回馈给电网.它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较庞杂；变压器磁芯不是双向对称磁化,因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大.(2)RCD箝位技术采取RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单,成本低廉.它存在的缺点是：在磁复位过程中,磁化能量大部分都消耗在箝位网络中,因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化,磁芯利用率较低.(3)LCD箝位技术采取无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网,效率较高.它存在的缺点是：在磁复位过程中,箝位网络的谐振电流峰值较大,增加了开关管的电流应力和通态损耗,因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化,磁芯利用率较低.而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上,增加了由箝位电容和箝位开关管串联组成的有源箝位支路,虽然与传统的磁复位技术相比,有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管,提高了变换器的成本,但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5,使得变压器的原副边匝比变大,从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2)在变压器磁复位过程中,寄生元件中存储的能量可以回馈到电网,有利于变换器效率的提高；(3)变压器磁芯双向对称磁化,任务在B-H回线的第一、三象限,因而有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波,能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号,因而大大降低了同步整流电路的庞杂度.图2-1 低边有源箝位电路Fig. 2-1 Low-Side active clamp circuit图2-2高边有源箝位电路Fig.2-2High-Side active clamp circuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路,这两种电路虽然看上去很是相似,但在任务细节的具体实现上还是存在着很多不同[40].本设计采取的是如图2-1所示的低边箝位电路.在此对这两种电路的不合点做一个简要的阐发.(1)箝位电路的组成如图2-1所示的有源箝位电路由一个P 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成,并联在主功率开关管的两端,一般称之为低边箝位电路.如图2-2所示的有源箝位电路由一个N 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成,并联在变压器的两端,称之为高边箝位电路.这两种电路之所以选用的功率MOSFET 的沟道不合,主要是因为其内部体二极管的导通标的目的不合.对于相同的电压和相同的模片区域,P 沟道功率MOSFET 比N 沟道功率MOSFET 的通态电阻要更高,通态损耗要更大,并且价格也要更贵.(2)箝位电容上的电压 忽略电路中漏感的影响,按照变压器一次侧绕组两端伏秒积平衡的原理,可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式为：inc 1V V D=-(2-1) 由式(2-1)可知,c V 的表达式和升压式(Boost)变换器的输出电压表达式一样,因而图2-1所示的电路又称为升压式箝位电路.同理,可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：inc 1DV V D=- (2-2)由式(2-2)可知,c V 的表达式和反激(Flyback)变换器的输出电压表达式一样,因而图2-2所示的电路又称为反激式箝位电路.(3)栅极驱动的实现办法 箝位电路选择的不合,对箝位开关管的栅极驱动的要求也就不合.对于高边箝位电路中的箝位开关管的驱动来说,箝位开关管VT2要采取浮驱动,因而需要通过高边栅驱动电路或一个专用的门极驱动变压器来实现.而低边箝位电路的箝位开关管为P 型管,那么对于它的驱动来说,只需要由一个电阻、一个电容和一个二极管组成电平位移电路即可实现.相对于低边箝位电路中的箝位开关管的驱动设计来说,高边箝位电路中的箝位开关管的驱动相当麻烦并且成本也较高.关于箝位开关管栅驱动的具体设计办法将在以后的章节中进行详细地论述.本课题选用的是低边箝位电路,主要因为它的箝位开关管的驱动电路相对简单,不需要外加驱动变压器.此外,许多半导体公司已经专门针对这种变换器开收回了一系列的P 沟道功率MOSFET,因而在选取器件时已经没有了很大的限制.2.2有源箝位正激变换器的任务原理基于上面的阐发,本文采取的是低边箝位电路,其主电路拓扑结构如上图2-1所示.在图2-1所示电路中,1VT 为主功率开关管,箝位电容c C 和箝位开关管2VT 串联组成有源箝位支路,并联在主功率开关管1VT 两端.m L 为励磁电感,r L 为变压器漏感和外加电感之和.r C 为主功率管1VT 、箝位开关管2VT 的输出电容和变压器绕组的寄生电容之和.变压器的副边由3VT 、4VT 组成自驱动的同步整流电路,以减小开关的损耗,提高变换器的效率.o L 为输出滤波电感,o C 为输出滤波电容.为了简化阐发过程,在阐发电路之前先做如下的假设：(1)所有功率开关器件都是理想的. (2)箝位电容c C 远大于谐振电容r C .(3)输出滤波电感o L 足够大,则其上的输出电流不变,可以认为是一个恒流源,同理,输出滤波电容o C 足够大,则其上的输出电压不变,为一个恒压源.(4)谐振电感r L 远小于励磁电感m L .(5)变压器的初级绕组和次级绕组的匝比为12n=N :N .(6)为了使主管能完全实现ZVS 开通,谐振电感存储的磁场能大于寄生电容存储的电场能.有源箝位正激变换器的主要参数波形如下图2-3所示.图2-3有源箝位正激变换器的主要参数波形 Fig. 2-3Waveforms of active clamp forwardconverter图2-1所示电路在一个开关周期中可分为10个任务模式,其任务过程如下：(1)任务模式1(0t ~1t )在0t t 时刻,同步整流管的体二极管3D 、4D 换流结束,同步整流管3VT 导通,输入能量通过变压器和整流管3VT 传送到输出负载.因为此前3VT 的寄生二极管3D 处于导通状态,因此整流管3VT 实现了零电压开通.在该任务阶段内,谐振电感r L 和变压器原边励磁电感m L 上的电流在输入电压in V 作用下线性增长,这一时间段的等效电路拓扑如图2-4所示：图2-4任务模式1Fig. 2-4State 1(0t ~1t )在这段时间内有：()()()()()()()m m r m m inL L 00m ro o inL o L L 00m r V L +L V L +L i t i t t t I I i t I i t i t t t n n=+*-=*+=+*-+ (2-3)在1t t =时刻,主功率开关管1VT 上的驱动信号消失,1VT 关断,该任务阶段结束.这个时间段的长度由变换器的占空比决定.(2)任务模式2(1t ~2t )在1t t =时刻,主功率开关管1VT 关断,在谐振电容r C 的作用下,主功率管漏源两端的电压开始缓慢上升,因而1VT 实现了零电压关断.因为变压器副边电压()m gs th /n V V >依然成立,所以副边同步整流管3VT 仍然导通,输出电流通过整流管3VT .在该任务阶段内,谐振电容r C 、谐振电感r L 和励磁电感m L 一起处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图2-5所示：图2-5任务模式2Fig. 2-5State 2(1t ~2t )在这一时间段内有：()()()()()(){}()()inLr Lr 111111cr in 11Lr 1111cos sin 1cos sin V i t i t t t t t Z u t V t t i t Z t t ωωωω=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=*--+**-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦(2-4)式中：1Z =1ω=为谐振电路的角频率因为谐振电容r C 很小,谐振电路的特征阻抗1Z 很大,所以谐振电容r C 两端的电压能迅速增长,因此上式可改写为：()()()()()()()()()()in inLr Lr 111Lr 111m rLr 1cr Lr 11111rL +L C V V i t i t t t i t t t Z i t u t i t Z t t t t ωω≈*+*-=*+*-≈**-=*- (2-5)在该阶段内变压器原边绕组上的电压逐渐减小：()()()()Lr 2m in cr in 2ri t V t V V t V t t C ≈-≈-- (2-6)当2t t =时刻,变压器两端的电压下降到0V,即：m cr in 0V u V ==，,该任务过程结束.(3)任务模式3(2t ~3t )在2t t =时刻,副边同步整流管的寄生二极管3D 和4D 开始进行换流,变压器原副边的电压都为0V,则此时变压器原边激磁电流()Lm Lm 2i i t =坚持不变.在该任务阶段内,谐振电容r C 和谐振电感r L 一起处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图2-6所示,那么在这一时间段内有：()()()()()()Lr Lr 222cr in Lr 2222cos sin i t i t t t u t V i t Z t t ωω=*-⎡⎤⎣⎦=+**-⎡⎤⎣⎦(2-7)式中：2Z =2ω=图2-6任务模式3 Fig. 2-6State 3(2t ~3t )到3t t =时刻,谐振电容r C 上的电压谐振到()cr c 0u u t =,该谐振阶段结束.从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体二极管3D 和4D .(4)任务模式 4 (3t ~4t )在3t t =时刻,箝位开关管2VT 的寄生二极管2D 导通,该任务阶段内,激磁电流()Lm Lm 2i i t =坚持不变,()c r C +C 和谐振电感r L 一起进行谐振,变压器进入磁复位过程,因为电流Lr i 是正向的,在这个阶段可以给箝位管2VT 以导通信号,从而使2VT 实现零电压开通.这一时间段等效电路拓扑如图2-7所示：图2-7任务模式4Fig. 2-7State 1(3t ~4t )在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in 0Lr Lr 333333cr in Lr 33330in 33cos sin sin cos C C V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦(2-8)式中：4Z =4ω=为谐振电路的谐振角频率当4t t =时刻,谐振电感上的电流为：()Lr Lm 3i i t =,此时3D 上的电流降为0,而4D 上的电流则上升为负载电流,体二极管3D 、4D 换流完成,该谐振阶段结束.从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为在该阶段内,原边电流和副边电流,都是通过相对高导电阻的寄生二极管,而不是低导电阻的MOS 管通道,因而造成了导通损耗的增加.(5)任务模式5(4t ~5t ) 当4t t =时刻,副边同步整流管的体二极管3D 、4D 换流结束,变压器原边电压升高,变压器的副边电压也随之升高.当副边电压大于同步整流管4VT 的门极驱动电压时,4VT 导通.因为此前是它的寄生二极管3D 导通,因而整流管4VT 实现了零电压开通.在该阶段内,箝位电容c C 和谐振电容r C 与激磁电感m L 和漏电感r L 一起处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图2-8所示：图2-8任务模式5Fig. 2-8State 5(4t ~5t )在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in C 4Lr Lr 444444cr in Lr 4444C 4in 44cos sin sin cos V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦(2-9)式中：4Z =,4ω=.当5t t =时刻,谐振电感上的电流谐振到0,即：Lr 0i =,箝位电容上的电压达到最大值,该谐振过程结束.(6)任务模式6(5t ~6t ) 当5t t =时刻,谐振电感上的电流谐振到0,在该任务阶段,箝位电容和谐振电容()c r C +C 和激磁电感和漏电感()r m L +L 一起处于谐振状态.电容()c r C +C 将其储存的能量回馈到输入端；副边输出电流继续流过具有低导电阻的整流管4VT .这一时间段等效电路拓扑如图2-9所示：图2-9任务模式6Fig. 2-9State 6(5t ~6t )在这一时间段内有：()()()()()()in C 5Lr 555cr in C 5in 55sin cos V v t i t t t Z u t V v t V t t ωω-=*-⎡⎤⎣⎦=+-*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦(2-10)式中：5Z =5ω=当6t t =时刻,箝位开关管2VT 的驱动脉冲消失,2VT 关断,该谐振任务阶段结束.(7)任务模式7(6t ~7t ) 在6t t =时刻,箝位开关管2VT 上的驱动脉冲消失,由于其结电容的存在,2VT 漏源两端的电压是缓慢上升,因此箝位开关管2VT 实现了零电压关断.由于副边耦合电压()m gs th /n V V >仍然成立,因此副边输出电流仍然通过具有低导电阻的同步整流管4VT .在该阶段内,变压器原边励磁电感m L 、谐振电感r L 和谐振电容r C 一起处于谐振状态,继续对变压器进行磁复位,谐振电容r C 将其存储的能量反应回输入端.这一时间段等效电路拓扑如图2-10所示：图2-10任务模式7Fig. 2-10State 7(6t ~7t )在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in C 6Lr Lr 666666cr in Lr 6666C 6in 66cos sin sin cos V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦(2-11)式中：4Z =4ω=为谐振电路的谐振角频率在7t t =时刻,()()m cr in 0,V t V t V ==,该任务过程结束. (8)任务模式8(7t ~8t ) 在7t t =时刻,谐振电容两端的电压谐振到输入电压,即：()()m cr in 0,V t V t V ==,副边同步整流管的体二极管3D 和4D 开始进行换流,变压器原副边的电压都为0V.在该阶段内,谐振电感r L 和谐振电容r C 一起处于谐振状态,将其存储的能量反应回输入端,这一时间段等效电路拓扑如图2-11所示,在这一时间段内有：()()()()()()Lr Lr 777cr Lr 7777i cos sin in i t t t t u t V i t Z t t ωω=*-⎡⎤⎣⎦=+**-⎡⎤⎣⎦(2-12)式中：2Z =2ω=. 图2-11任务模式8 Fig. 2-11State 8(7t ~8t )当8t t =时刻,r C 上的电压谐振到0V,即：cr 0u =,该谐振过程结束.从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体内寄生二极管3D 和4D .(9)任务模式9(8t ~9t ) 在8t t =时刻,()cr 0u t =,原边电流经过主功率开关管1VT 的体二极管1D ,因为同步整流管的体二极管3D 、4D 仍在换流,变压器原副边的电压都被箝位在0V,所以()Lr in u t V =,即：谐振电感上的电压等于in V .这一时间段等效电路拓扑如图2-12所示.在这一时间段内有：()()()inLr 9Lr 9rL V i t t t i t =-+ (2-13)在9t t =时刻,给主功率管1VT 以导通信号,1VT 导通,该任务阶段结束,因为此前是它的寄生二极管1D 导通,所以主管1VT 实现了零电压开通.图2-12任务模式9Fig. 2-12State 9(8t ~9t )从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为在该阶段,不管是原边电流,还是副边电流,都是通过相对高导电阻的寄生二极管,而不是低导电阻的MOS 管通道,因而造成了导通损耗损耗的增加.(10)任务模式10(9t ~10t ) 在9t t =时刻,主功率管1VT 导通,在这一阶段,同步整流管的体二极管3D 、4D 继续换流,将变压器的原边电压箝位为0V,因此()Lr in u t V =,即谐振电感上的电压等于in V .这一时间段等效电路拓扑如图2-13所示,那么在这一时间段内有：()()()inLr 9Lr 9rL V i t t t i t =-+ (2-14)直到10t t =时刻,副边寄生二极管3D 、4D 换流结束,该谐振阶段结束.图2-13任务模式10Fig. 2-13State 10(9t ~10t )从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为在该任务阶段,输出电流经过的是具有相对高导通电阻的寄生二极管3D 、4D ,导通损耗较大. 2.3 主功率开关管实现ZVS 开通的条件阐发通过上节对变换器任务过程的阐发,可知：箝位开关管2VT 能够通过它的寄生体二极管实现ZVS 开通,而主功率管1VT 必须通过对电路进行合理设计才干实现ZVS 开通.以下将阐发主功率开关管实现ZVS 开通的条件.(1)寄生元件的设定主功率开关管能否实现ZVS 开通,关头取决于在它导通之前的任务阶段,即上节介绍的任务模式8,在该任务阶段的初始时刻,即7t t =时刻,()m cr in 0,V t V V ==,副边同步整流管的体二极管3D 和4D 进行换流,变压器原副边的电压都为0V,在该阶段,谐振电感r L 和谐振电容r C 一起处于谐振状态,谐振电容r C 将其存储的能量反应回输入端.为了实现主功率开关管ZVS 开通,主功率管的漏源电压两端的必须在它开通之前能够降至0V,则需要满足条件：谐振电感r L 存储的能量必须大于谐振电容r C 存储的能量,即：()()m 22r r L MAX in MAX 11L C 22I V ≥ (2-15) 式中：()mLMAX I 为励磁电流的最大值；()in MAX V 为输入电压的最大值.(2)死区时间的设定为了使主功率开关管1VT 和箝位开关管2VT 顺利实现谐振,必须在它们的驱动脉冲之间加入一定的死区时间.图2-14 死区时间的设定Fig. 2-14 The design of dead time如图2-14所示,1t ∆是主功率管1VT 、箝位开关管2VT 驱动脉冲之间的死区时间.为了使主功率管1VT 实现ZVS 开通,1t ∆应该取足够大.在实际工程设计中,1t ∆最好设计在谐振周期的1/4左右.因为这样不但能包管谐振电容r C 上的的电压谐振到零,并且能包管在谐振电感r L 上的电流反向的时候开通主功率管1VT ,从而确保主管1VT 实现ZVS 开通.1t ∆≥(2-16)2.4基于Pspice 的电路仿真为了验证上一节对有源箝位正激变换器稳态运行时理论阐发的正确性,采取Pspice 仿真软件,对有源箝位正激变换器进行了仿真.仿真结果如图2-15到2-22所示.图2-15主开关管和箝位开关管的驱动信号Fig. 2-15The GS waveforms of main switch and clampswitch图2-16主开关管驱动GS 及DS 波形Fig. 2-16 The GS and DS waveforms of main switch图2-17箝位开关管驱动GS 及DS 波形Fig. 2-17The GS and DS waveforms of clamp switch如图2-15所示：通道一为主功率管1VT 的驱动脉冲,通道二为箝位开关管2VT 的驱动脉冲.从图中可以看出,这两路驱动脉冲之间有一段死区时间,在这段时间内,变换器原边的寄生参数能够顺利谐振,从而包管主功率管1VT 和箝位开关管2VT 实现零电压开通和关断.如图2-16所示：通道一为主功率管1VT 的GS 波形,通道二为主功率管1VT 的DS 波形.从图中可以看出,在主功率管1VT 的驱动脉冲到来之前,DS 两端的电压已经降为零,因而主功率管1VT 实现了零电压开通；在GS 两端电压下降到零之前,DS 两端的电压一直为零电压,因而主功率管1VT 实现开关管零电压关断.如图2-17所示：通道一为箝位开关管2VT 的GS 两端波形,通道二为箝位开关管的DS 两端波形.从图中可以看出,在其GS 两端电压下降到零之前,DS 两端的电压一直为零电压,因而箝位开关管2VT 实现开关管零电压关断；在箝位开关管2VT 的驱动脉冲到来之前,其DS 两端的电压已经降为零,因而箝位开关管2VT 实现了零电压开通.如图2-18所示为箝位电容两端的电压波形,因为它不成能是无穷大,因而在任务过程中存在一定的脉动.如图2-19所示为变压器原副边的电压波形,由于副边二极管存在换流过程,所以副边绕组电压被箝位在0V如图2-20所示为副边整流管的电流波形,在死区时间内,存在换流.图2-18箝位电容两端的电压波形Fig.2-18The voltage waveform of clampcapacitance图2-19变压器原、副边电压波形Fig. 2-19The primary and secondary voltage waveforms of the transformer图2-20整流管的电流波形Fig.2-20The current waveforms of rectifiers图2-21输出电压波形Fig. 2-21The output voltage waveform图2-22输出滤波电感上的电流波形Fig. 2-22The output voltage waveform ofinductance如图2-21所示为变换器的输出电压波形,从图中可以看出当变换器达到稳态时,输出电压稳定在3.3V,且电压纹波很小.如图2-22所示为输出滤波电感上的电流波形,从图中可以看出电流动摇为4A,有效的满足的电路的要求.从上面的仿真结果和阐发可以看出,前面对有源箝位正激变换器所做的理论阐发与仿真波形基本一致,因而说明了理论阐发的正确性和该拓扑的可行性.2.5 本章小结本章主要介绍了有源箝位正激变换器的任务原理.首先通过与传统的正激式变换器和高边箝位电路的有源箝位正激变换器做对比,选择了低边箝位电路有源箝位正激变换器作为本设计的拓扑；其次对有源箝位正激变换器的任务过程给出了详细的说明；最后对主开关管实现ZVS开通的条件进行了的阐发,并且通过Pspice仿真软件对该变换器进行开环仿真,仿真结果标明了理论阐发的正确性和该拓扑的可行性.。
有源钳位正激电路的分析设计
有源箝位正激变换器电路分析设计1.引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt 大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而'.'.大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt 和di/dt ，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本文主要介绍 Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
2. 有源箝位正激变换器电路的介绍有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的 Z VS 工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
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有源箝位正激电源变换器的工作原理及优势
— Bob Bell, 美国国家半导体公司电源应用工程师
对设计人员来说，有源箝位正激变换器有很多优点，现在正得到广泛应用。
采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用（50W 至 500 W范围）的出色选择。
虽然正激结构的普及有各种各样的原因，但设计者主要青睐的是它的简捷、性能和效率。
正激变换器来源于降压结构。
两者之间的主要区别是：正激结构变压器的输入地和输出地之间是绝缘的，另外它还有降压或升压功能。
正激结构中的变压器不会象在对称结构（如推挽、半桥和全桥）中那样，在每个开关周期内进行自复位。
正激功率变换器中使用了一些不同的复位机制，它们各有自己的优点和挑战。
对设计者而言，有源箝位正激变换器具有诸多的优点，因此现在这个拓扑被广泛应用。
图1： 降压和前向拓扑结构
图 1 显示了 降压 和正激转换器之间的相似之处。
注意两种变换功能的唯一区别是在正激变换功能中，匝数比(Ns/Np)这一名词所包含的内容。
Ns 和 Np 分别为次级匝数和初级匝数，均绕在变压器磁芯上。
图 2 显示了一个变压器模型，其中包括与初级绕组并联的“励磁电感”（Lm）。
这个励磁电感可以在次级绕组开路状态下在初级端子处测量。
励磁电感中的电流与磁芯中的磁通密度成正比。
确定尺寸的某种磁芯只能支持到某个磁通密度，然后磁芯就会进入饱和。
当磁芯饱和时，电感量会急剧下降。
变压器模型中另外一个部分是与初级绕组串联的“漏感”（LL）。
漏感
可以在次级绕组短路情况下在初级端子处测量。
这一名称表示杂散的初级电感，它不会耦合到次级。
图2 转换模式
有源箝位电路的工作
图3a 图3b
图3c
图 3a 到 3c 表示了有源箝位正激电源转换器的主要工作步骤。
在时刻 t0 时，主功率开关（Q1）导通，在变压器初级施加一个 VIN。
变压器次级绕组电压为 VIN x Ns/Np。
此时的初级电流包括两个部分：来自输出电感的映射电流(IL x Ns/Np)；以及在激磁电感（Lm）中上升的电流。
复位开关 Q2 关断，箝位电容（Cc）已被预先充电到电压 VIN/(1-D)，这个在后面再作解释。
这段时间为供能阶段，能量从初级传送到次级。
供能阶段的大致时间为 Ts x VOUT / VIN，其中 Ts 为开关周期。
在时刻 t1 时，主功率开关（Q1）关断，复位开关（Q2）导通。
励磁电流从Q1转移到流过箝位电容和 Q2。
由于箝位电容电压高于 VIN，与供能阶段 t0 相比，变压器初级上的电压反向。
由于激磁电感上的电势反向，伴随着励磁电感中储存的能量被传送给箝位电容，励磁电流也逐渐减小。
在此期间，箝位电容上的电压有轻微的上升，并在励磁电流到零时达到它的峰值。
在时刻 t2 时，励磁电感中的电流降到零，并开始沿相反方向建立电流。
电流来源于箝位电容，通过复位开关（Q2）和励磁电感（Lm），再流回电源（VIN）。
当箝位电容将前面从激磁电感中获得的能量重新释放出来时，电流持续沿相反方向建立起来。
稳定状态需要箝位电容电压回到起始电位，而复位时间结束时的磁化电流幅度要达到与复位时间开始电流相同的水平（极性相反）。
在 t2 结束时，由控制器振
荡周期确定的开关周期结束。
复位开关关断，从箝位电容流过的电流终止。
图4: 有源箝位的波形图
图 4 显示了几个主要的电路波形。
最上面的波形是调幅器的斜坡波形以及决定主开关导通时间的误差信号波形。
中间波形是主开关的漏极电压波形，当开关导通时为低，当开关关断时上升至箝位电容电势。
下方波形中的红线表示励磁电流，它在复位期间流经箝位电容（蓝色波形）。
正如期望的那样，两个电流在零线取得平衡。
有源箝位复位的优点
用有源箝位复位可以减少各种开关损耗。
在栅极驱动足够快的情况下，Q1 的关断几乎是无损的。
为实现这一目标，Q1 必须在漏极电压有可能上升时立即关断（电流不再流过）。
漏极电压的上升由于漏-源电容而被延迟，良好的栅极驱动器可以在漏极电压刚有明显上升时立即关断 Q1。
用 MOS 和双极器件组成的复合栅极驱动器，可以产生出很高的栅极峰值放电电流，以确保快速关断，降低开关损耗。
同时，通过适当选择开关延迟可以降低导通损耗，使主开关起动以前，漏极电压有下降时间。
为了能有稳定的工作状态，在整个周期中施加在励磁电感上的伏秒值必须为零。
当主开关导通时，伏秒值为 VIN x D x Ts，其中 D 是导通占空比，Ts 为开关周期。
关断周期定义为 (1-D) x Ts。
当主开关关断时，初级上的电压为 VC – VIN，其中 VC 是箝位电容电压。
在稳定工作状态下，伏秒值必须相等：
VINx D x Ts = (VC – VIN) x (1-D) x Ts
算出箝位电容电压：
VC = VIN /(1-D)
应记住，当 VIN 增加时，占空比（D）会减小。
箝位电容电压会适应变化的电路（VIN）状况，以保持这一等式成立。
这个重要的特性使各种条件下对主开关的电压要求降
低到最小，因此可以使用较低额定 V(BR)DSS 的器件。
较低额定 V(BR)DSS 的 MOSFET 有较小的导通电阻和较低的栅电荷，这样能够有更高的转换效率。
储存在漏感中的能量会进行循环，而不是耗散掉，占空比大于 50% 的可能性降低了对整流管电压的要求，进一步降低了损耗。
评估板
好几种 DC-DC 转换器演示板都采用了有源箝位复位技术，分别采用电压模式或电流模式进行控制。
输入电压范围为 36V 至 75V，额定输出为 3.3V 100W。
15A 负载时测得的峰值效率为 93%。
功率变压器的匝数比为 6:1。
初级绕组为 12 圈，次级绕组为 2 圈。
此处还采用了一种平面结构技术，初级线圈是做在一块多层电路板上。
大电流的次级绕组则做在绝缘的铜冲压件上。
LM5025、LM5026 和 LM5034 控制器可以直接驱动 N 沟道功率开关和一个 P 沟道复位开关。
每个开关的内部栅极驱动器大小不同。
复位开关只通过励磁电流，可以采用较小的栅极驱动。
主开关则需要较强的栅极驱动，以降低开关损耗。
在每个栅极驱动输出之间所需的时序延迟可以通过控制器进行编程。
输出整流用同步 MOSFET 来实现。
有源复位方法使同步整流易于实现，因为它们是自驱动的。
总结
概括而言，有源箝位技术可以使用较低额定电压的 MOSFET，简化自驱动同步整流的使用。
励磁能量与漏感能量可以回收并馈电给电源。
这些优点使得设计人员可以提高电源转换的效率。