基于改进虚拟空间矢量调制方法的中点箝位型三电平逆变器电容电压平衡问题
三电平中点箝位型逆变器中点电压平衡和控制方法研究
第23卷 第6期 电子测量与仪器学报 Vol. 23 No. 6 · 74 ·JOURNAL OF ELECTRONIC MEASUREMENT AND INSTRUMENT2009年6月本文于2008年4月收到。
*基金项目: 安徽省“十一五”科技攻关(编号: 06012143H)资助项目; 合肥工业大学科研发展基金(编号: GDBJ2008-046)资助项目。
更多电子资料请登录赛微电子网三电平中点箝位型逆变器中点电压平衡和控制方法研究*胡存刚1 王群京1,2 严 辉3 杨 益3(1. 合肥工业大学电气与自动化工程学院, 合肥 230009; 2. 安徽大学电子科学与技术学院, 合肥 230039;3. 安徽建筑工业学院电子与信息工程学院, 合肥 230022)摘 要: 建立了三电平中点箝位型逆变器中点电压的数学模型; 分析了在不同的负载条件下, 传统的最近三矢量合成方法中点电压存在不能平衡的区域; 利用合成空间矢量的调制方法, 实现了对中点电压的有效控制。
为了在扇区切换时输出矢量平稳过渡, 提出了在每个大区内全部采用相同首发小矢量的方法。
用MATLAB/Simulink 仿真研究了中点电压平衡控制的效果, 并用MOSFET 搭建了三电平逆变器实验电路模型, 对中点电压平衡控制效果进行了验证。
实验结果证明了基于合成空间矢量的三电平NPC 逆变器中点电压平衡控制方法的有效性。
关键词: 中点箝位型逆变器；空间矢量调制；中点电压平衡；合成空间矢量 中图分类号: TM464 文献标识码: A 国家标准学科分类代码:Research on neutral-point potential balancing and control methodfor three-level NPC inverterHu Cungang 1 Wang Qunjing 1,2 Yan hui 3 Yang Yi 3(1. Hefei University of Technology, Hefei 230009, China; 2. Anhui University, Hefei 230039, China;3. Anhui Institute of Architecture & Industry, Hefei 230022, China )Abstract: A significant problem with neutral-point-clamped three-level inverters is the fluctuation in the neu-tral-point voltage. The mathematics model of neutral-point potential is developed while the neutral-point potential is unbalanced. In this paper the limitations of neutral-point potential balancing problem for different loading conditions of three-level neutral-point-clamped inverters is explored. And a novel modulation approach for the complete control of the neutral-point potential is introduced. The new modulation approach, which bases on the virtual space vector concept, guarantees the balancing of the neutral-point potential for any load over the full range of converter output voltage and for all load power factors. In order to avoid the abrupt change of output voltage vectors during the process of desired vector changing from one section to another, a novel space vector modulation algorithm is proposed, in which the same small vectors are adopted as first active vector. Some simulation and experiment results are given to validate the method.Keywords: neutral point clamped inverter; SVPWM; neutral-point potential balancing; synthetic-space-vector1 引 言中点电压平衡是多电平中点箝位型(neutral point clamped, NPC)逆变器的固有问题和研究热点。
中点箝位式三电平逆变器空随矢量脉宽调制方法的研究
关量词 ： 电平逆变器； 三 空间矢量脉 宽调 制； 中点 电位控 制 中圈分类号 ：Ｍ４ ４ Ｔ ６ 文献标识码 ： Ａ 文章编号 ：０ ０— ８９ ２０ ） １— ００— ４ １０ ８ ２ （０ ７ １ ０ ８ ０
Ｒｅ ｅ ｒ ｈ ｏ ｐ ｃ ｃｏ ｌｅ Ｗ ｉ ｔ ｏ ｕ ａ ｉ ｎ Ｍ ｅｈ ｏ ｓ ａ ｃ ｎ Ｓ ａ ｅ Ｖｅ ｔ ｒ Ｐｕ ｓ ｄ ｈ Ｍ ｄ ｌ ｔ ｔ ｏ ｆ ｒ ｏ ｄ Ｎｅ ｔａ － ｏ ｎ － ａ ｐ ｄ Ｔｈ ｅ － ｖ ｌＩ ｖ ｒ ｅ ｕ ｒ ｌＰ ｉ ｔＣｌｍ ｅ ｒ ｅ Ｌｅ ｅ ｎ ｅ ｔ ｒ
ｉ ｆ ｃｔ ｎｏ ｇ ｅ ｆｒ ｃ ｏｔ ｅｄ ｅｉ ｔ ｅｃｌ ａ ｏ，ｗ ｃ ｇｓ ｕｎ ｅｓｌ ｔ ｎ ｔ ｌ ｎｅｏ ｌ ｏ ・ ｔ ｎｏ ｅｌ ａ ｏ ｆ ｖｎｒ ｅ ｎ ｅｖｌ ｇ，ｗ ｌｎ ｍ ａｃｌｔ ｎ ｓ ｔ ｎ ｑ ｅｃ ｅ ｃ ｏ， ｅｉｆ ｅｃ ｆ ｐＰ ｖｌ ｏ ｈ ｔ ｏ ｉ ａｉ ｅ ｅ ａ ｌ ｉ ｇ ｕ ｉ ｉ ｈ ｉ ｅ ｅｉ ｈ ｎ ｕ ＳＩ ￣ － ｔ
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《 测控技 术）ｏ ７年第 ２ ２ｏ ６卷第 １ 期 １
中点箝位式三 电平逆变器空 间 矢量 脉 宽 调制 方 法 的研 究
刘子建 ， 吴 敏， 桂武鸣
（ 中南大学 信息科学与工程学院 ， 湖南 长沙 ４０ ７ ） １０ ５
摘要 ： 出了一种吴有中点电位平衡控 制的三电平逆 变器空间矢量脉宽调制 方法。 中点 电位的平衡控 制只需检测 中点电 提
基于空间电压矢量控制的三电平逆变器
213/2008收稿日期：2008-03-11作者简介：江平(1983-),男,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动；宋平岗（1965-），男，教授，研究方向为电力电子与再生能源。
基于空间电压矢量控制的三电平逆变器江平，宋平岗，黄华（华东交通大学电气与电子工程学院, 江西南昌330013)摘 要：目前采用三电平逆变器是实现大容量、中高压电机调速系统的主要方式之一。
介绍了二极管中点箝位型三电平逆变器主电路的结构和空间电压矢量控制的原理。
对三电平逆变器进行了仿真,并给出了仿真结果。
关键词：三电平; 逆变器; 空间电压矢量控制中图分类号：TM464 文献标识码：A文章编号：1671-8410(2008)03-0021-04Three-level Inverter Based on SVPWMJIANG Ping ，SONG Ping-gang ，HUANG Hua(East China Jiaotong University, Nanchang, Jiangxi 330013, China)Abstract: Adopting three-level converter is one of the main methods for realizing speed modulation of large capacity and high voltage motor system.This paper introduces the block diagram of NPC three-level inverters and the principle of space voltage vector control.Simulation on three-level inverter is carriedout and the simulation result is given.Key words: three-level; inverter; space voltage vector control0引言较之传统的二电平逆变器[1]，在目前大容量、中高压电机调速系统中，更好的是采用三电平逆变器，其主要优点是，能很好地解决电力电子开关器件耐压不够高的问题、d v /d t 比较低，可以输出更接近正弦波的三电平阶梯波等。
基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略
第27卷㊀第11期2023年11月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.11Nov.2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略王金平,㊀吉耀聪,㊀张庆岩,㊀刘圣宇,㊀姜卫东(合肥工业大学电气与自动化工程学院,安徽合肥230009)摘㊀要:对于中点钳位型三电平逆变器,传统的载波脉宽调制在高调制度低功率因数下中点电压会发生三倍频波动,而虚拟空间矢量调制虽然能实现中点电压无条件平衡,却存在开关损耗高的问题㊂针对上述问题,基于调制波分解的多约束目标的协调,提出一种适用于中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略㊂该调制策略采用双调制波单载波比较的方式实现,分析开关次数和中点电压无条件平衡的两类约束,为了在确保中点电压平衡的条件下降低开关损耗,提出上述两类约束的混合调制策略㊂在此基础上,探讨两种约束下的中点电压主动控制方法㊂另外,还对比了混合调制策略与其他调制策略的性能指标㊂混合调制策略可以在全调制度全功率因数下实现中点电压平衡,且相比虚拟空间矢量调制开关损耗有所降低,实验结果证明了其可行性和优越性㊂关键词:中点钳位型三电平逆变器;调制波分解;中点电压主动控制;开关损耗;调制策略DOI :10.15938/j.emc.2023.11.008中图分类号:TM464文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)11-0066-13㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-10-28基金项目:国家自然科学基金(52077050)作者简介:王金平(1984 ),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为开关变换器拓扑及其控制;吉耀聪(1998 ),男,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;张庆岩(1995 ),男,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;刘圣宇(1997 ),男,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;姜卫东(1976 ),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为电能质量控制技术㊁并网变流器控制技术㊁电机控制技术㊂通信作者:王金平Hybrid modulation strategy for neutral point clamped three-levelinverter based on modulation wave decompositionWANG Jinping,㊀JI Yaocong,㊀ZHANG Qingyan,㊀LIU Shengyu,㊀JIANG Weidong(School of Electrical Engineering and Automation,Hefei University of Technology,Hefei 230009,China)Abstract :For neutral point clamped three-level inverter (NPC TLI),traditional carrier-based pulse width modulation (CBPWM)can cause triple frequency fluctuations in neutral point voltage (NPV)un-der high modulation index and low power factor.Although virtual space vector pulse width modulation (VSVPWM)can achieve unconditional balance of NPV,it has the problem of high switching loss.To address the above issues,a hybrid modulation strategy suitable for NPC TLI was proposed based on the coordination of multi-constraint objectives through modulation wave decomposition.It is realized by com-paring double modulation waves with a single carrier.Two types of constraints for switching times and un-conditional balanced neutral point voltage were analyzed.In order to reduce the switching loss under the condition of ensuring NPV balance,the proposed hybrid modulation strategy with the above two con-straints was obtained.On this basis,active NPV control methods under these two constraints were dis-cussed.In addition,the performance indicators of the proposed strategy and other strategies were com-pared.The hybrid modulation strategy can achieve NPV balance under full modulation index and full power factor,and has reduced switching losses compared to VSVPWM.Experimental results verify the feasibility and superiority of the proposed strategy.Keywords:neutral point clamped three-level inverter;modulation wave decomposition;active control of NPV;switching loss;modulation strategy0㊀引㊀言中点钳位型三电平逆变器(neutral point clamped three-level inverter,NPC TLI)是在高功率场合下应用最为广泛的多电平逆变器之一,其具有总谐波失真低㊁开关器件电压应力低和转换效率高等优点㊂在光伏并网㊁交流电机调速和电能质量综合治理等领域,NPC TLI都发挥着重要的作用[1-5]㊂中点电压(neutral point voltage,NPV)平衡是研究NPC TLI的关键问题[6]㊂在实际应用中,由于上下电容不一致或电容器充放电速率不对称,NPV会产生一定的波动,包括直流分量和交流分量两部分㊂这会导致功率器件的电压应力升高,滤波电感产生低频电流谐波,以及母线电容器的使用寿命降低等一系列问题,系统的可靠性将大大降低[7]㊂在直流侧采用大电容能抑制中点波动,但系统体积会增大㊂要维持NPV平衡,可在直流侧电容并联独立的直流电压源,这无疑增加了成本[8]㊂为了提高功率密度和降低成本,基于软件的解决方案更具有优势㊂多年来,人们对调制策略进行了广泛的研究㊂现今主要通过各种脉冲宽度调制(pulse width modu-lation,PWM)策略维持NPV平衡,主要可以划分为载波脉宽调制(carrier based PWM,CBPWM)和空间矢量脉宽调制(space vector PWM,SVPWM),且二者具有等效性[9-11]㊂由于实现简便,CBPWM策略在工业应用中比SVPWM策略更受欢迎[12]㊂CBPWM 策略有单调制波双载波和双调制波单载波两种方式,传统的单调制波双载波方式所生成的开关序列仅能同时产生0㊁1或1㊁2两个电平,而双调制波单载波方式可生成的开关序列能同时产生0㊁1㊁2三个电平㊂通过对双调制波的多种约束能实现不同的调制策略㊂传统的CBPWM不能在全功率因数和全调制度范围内实现NPV的平衡,在高调制度低功率因数的情况下,NPV会产生低频波动㊂文献[13]提出虚拟空间矢量PWM(virtual space vector PWM,VS-VPWM)的方法,该方法用冗余小矢量控制NPV的偏移,能无条件实现NPV平衡,但会增加功率管的开关次数,且算法比较复杂㊂由于上㊁下电容不相等,死区时间等非理想因素的影响,各种调制策略下的NPV还可能会缓慢变化㊂因此,有必要加以NPV 主动控制㊂在文献[14-18]中,NPV主动控制是通过给三相同时注入合适的零序电压(zero sequencevoltage,ZSV)来实现,这可使流入或者流出中点的电流减小甚至达到0,从而平衡NPV㊂NPC TLI还有一个重要的研究问题是开关损耗,低的开关损耗可以使NPC TLI运行效率提升,同时还能降低冷却系统的成本[19]㊂开关次数和导通电流是开关损耗最主要的2个影响因素㊂VSVPWM 由于在一个周期内有4次开关动作,会大大增加开关损耗㊂相对VSVPWM,传统的CBPWM在一个周期内有3次开关动作,故开关损耗更小㊂在文献[20]和文献[21]中,通过三相各电平占空比的计算获取双调制波,该方法未知变量多,计算过程繁琐㊂本文对调制波分解后的双调制波进行多种约束,更简便地获取双调制波,从而实现不同的调制策略㊂基于简单的调制波分解算法,提出一种混合调制策略,保证NPV在全调制度㊁全功率因数范围内平衡的同时,不过分增大开关损耗㊂1㊀NPC TLINPC TLI的拓扑如图1所示,每一相由4个开关器件和2个钳位二极管组成㊂C1和C2为上㊁下电容㊂直流母线电压u DC为上下电容电压之和㊂电容电压均衡时,u C1=u C2=u DC/2㊂选择电容中点作为参考点㊂导通的开关器件和输出电平之间的关系见表1㊂表1㊀导通的开关管与输出电平之间的关系Table1㊀Relationship between the gated on switch and the output level导通的开关管输出电平S1㊁S22S2㊁S31S3㊁S4076第11期王金平等:基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略图1㊀NPC TLI 拓扑Fig.1㊀Topology of NPC TLI㊀㊀在稳态时,NPC TLI 输出的三相电压u x (x =a,b,c)和电流i x 可以表示为:㊀u a =(u DC /2)m cos(ωt );u b =(u DC /2)m cos(ωt -2π/3);u c =(u DC /2)m cos(ωt -4π/3)㊂üþýïïï(1)㊀i a =I m cos(ωt -ϕ);i b =I m cos(ωt -2π/3-ϕ);i c =I m cos(ωt -4π/3-ϕ)㊂üþýïïï(2)其中:ωt 为相电压的相位角,m ɪ[0,1.1547]为调制度;I m 为相电流的峰值;ϕ为功率因数角㊂NPC TLI 一般采用空间矢量调制或载波调制㊂已有很多文献表明,这两种调制方法是等效的㊂CBPWM 通过调制波与载波比较生成相应的PWM 序列㊂与其它PWM 调制策略相比,CBPWM 更容易实现㊂CBPWM 一般使用三角载波,现在较常用的是用单调制波和双载波比较生成相应的PWM 序列,如图2所示㊂图中:S out,x 是某一相输出的PWM 序列;carrier1是上载波;carrier2是下载波㊂调制函数如下:S out,x=2,u x >carrier1;1,carrier1>u x >carrier2;0,u x <carrier2㊂ìîíïïï(3)可以看出,在一个开关周期内,这种比较方式可确保每相输出电平0㊁1或1㊁2,使得每相发生2次开关动作㊂图2㊀双载波单调制波方式下生成的PWM 序列Fig.2㊀PWM sequence generated by dual carrier andsingle modulation wave2㊀调制波分解算法为了便于分析和简化计算,对NPC TLI 输出的三相电压u a ㊁u b ㊁u c 排序:u max =max(u a ,u b ,u c );u mid =mid(u a ,u b ,u c );u min =min(u a ,u b ,u c )㊂üþýïïï(4)式中:u max ㊁u mid ㊁u min 分别为最大电压㊁中间电压和最小电压;i max ㊁i mid ㊁i min 分别为它们对应的相电流㊂将x 相的调制波u x 分解为双调制波u ᶄx 和u ᵡx ,即u x +u DC /2+u ZSV =u ᶄx +u ᵡx ,u ᶄx ɤu ᵡx ,u ᶄx ㊁u ᵡx ɪ[0,u DC /2]㊂(5)式中u ZSV 为向三相同时注入的ZSV㊂x 相分解后的双调制波u ᶄx 和u ᵡx 分别与同一载波比较,得到2个独立的PWM 序列S ᶄx 和S ᵡx ,将S ᶄx 和S ᵡx 相加,生成最终所需要的PWM 序列S x ,如图3所示㊂这种方式所产生的PWM 序列会同时出现0㊁1㊁2三个电平,这将导致逆变器的开关次数增多㊂因此必须对u ᶄx 和u ᵡx 加以约束㊂从图中可以看出,x 相输出序列中各个电平的占空比为:d x ,2=2u ᶄx u DC ;d x ,1=2u ᵡx u DC -2u ᶄx u DC ;d x ,0=1-2u ᵡxu DC㊂(6)图3㊀调制波分解Fig.3㊀Modulation wave decomposition根据文献[22],将一个调制波分解为2个调制波后,线电压可计算为:u max -u mid =(d max,2u DC +d max,1u DC2+d max,00)-(d mid,2u DC +d mid,1u DC 2+d mid,00)=(u ᶄmax +u ᵡmax )-(u ᶄmid +u ᵡmid );u mid -u min=(d mid,2u DC +d mid,1u DC2+d mid,00)-(d min,2u DC +d min,1uDC 2+d min,00)=(u ᶄmid +u ᵡmid )-(u ᶄmin +u ᵡmin )㊂üþýïïïïïïïïïïï(7)86电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀可知,输出序列没有改变线电压关系㊂事实上,式(5)仅给出了含有参数u ZSV的3个方程,不足以确定每相的双调制波㊂每相的双调制波的求解还需要其他的附加方程㊂众所周知,NPC TLI要尽量维持电容电压平衡㊂其基本原则是,若在一个开关周期起始时刻电容电压均衡,在该开关周期的结束时刻电容电压仍应维持平衡㊂三相电流在一个开关周期内注入中点的电流之和为i0,即i0=i max d max,1+i mid d mid,1+i min d min,1㊂(8)假设一个开关周期内三相电流近似不变,NPV 不变的条件是在一个开关周期内注入中点的电流之和为0,即i0=0㊂此时,代入式(6)给出的占空比,式(8)可以改写为i max uᵡmax+i mid uᵡmid+i min uᵡmin=i max uᶄmax+i mid uᶄmid+ i min uᶄmin㊂(9)上式表明,维持电容电压平衡的条件等价为调制波uᶄx和uᵡx进行功率交换时瞬时功率和相等㊂2.1㊀开关次数的约束如前所述,双调制波单载波的方式所产生的PWM序列可以同时出现0㊁1㊁2三个电平,这将导致逆变器的开关次数增多㊂为了减少开关次数,必须对uᶄx和uᵡx进行约束㊂若uᶄx=0,所产生的PWM序列可以仅出现0㊁1两个电平;若uᵡx=u DC/2,所产生的PWM序列可以仅出现1㊁2两个电平㊂不妨做如下约束:uᶄx=0,u x<0;uᵡx=u DC/2,u x>0㊂}(10)情形1:u max>0㊁u mid>0㊁u min<0㊂在这种情况下,双调制波uᶄx和uᵡx的约束如下:uᵡmax=u DC/2; uᵡmid=u DC/2; uᶄmin=0㊂üþýïïïï(11)将式(11)代入式(5)中可知:uᶄmax=u max+u ZSV;uᶄmid=u mid+u ZSV;uᵡmin=u min+u DC2+u ZSV㊂üþýïïïï(12)将式(11)和式(12)代入式(9)中,可以解得ZSV为u ZSV=i max u max+i mid u mid-i min u min2i min㊂(13)综合式(11)㊁式(12)和式(13),可知分解后的6个调制波为:uᶄmax=u max+i max u max+i mid u mid-i min u min2i min,uᵡmax=u DC2;uᶄmid=u mid+i max u max+i mid u mid-i min u min2i min,uᵡmid=u DC2;uᶄmin=0,uᵡmin=u min+u DC2+i max u max+i mid u mid-i min u min2i min㊂üþýïïïïïïïïïïïïïïï(14)情形2:u max>0㊁u mid<0㊁u min<0㊂在这种情况下,双调制波uᶄx和uᵡx的约束如下:uᵡmax=u DC/2;uᶄmid=0;uᶄmin=0㊂(15)类比情形1,可算得此情形下ZSV为u ZSV=i mid u mid+i min u min-i max u max2i max㊂(16)同理,分解后的6个调制波为:uᶄmax=u max+i mid u mid+i min u min-i max u max2i max,uᵡmax=u DC2;uᶄmid=0,uᵡmid=u mid+u DC2+i mid u mid+i min u min-i max u max2i max; uᶄmin=0,uᵡmin=u min+u DC2+i mid u mid+i min u min-i max u max2i max㊂üþýïïïïïïïïïïïïïï(17)值得注意的是,尽管基于开关次数的约束可以确定出每相的双调制波,但是必须考虑到uᶄx和uᵡxɪ[0,u DC/2]这一约束条件㊂当考虑到这一约束条件时,将可能无法完全按照式(13)和式(16)注入ZSV,这将导致NPV出现低频波动㊂在基于开关次数的约束下,从式(14)和式(17)得到的双调制波与电流的瞬时值相关,即与功率因数有关㊂在mɪ[0,1.1547],ωtɪ[0,2π]范围内,对于不同的功率因数角,图4展示了在开关次数的96第11期王金平等:基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略约束下,NPV 可以在一个开关周期内平衡的区域,其中包括情形1与情形2的区域,空白区域为NPV 不能在一个开关周期内实现平衡的区域,即式(14)和式(17)所得的双调制波无法满足u ᶄx 和u ᵡx ɪ[0,u DC /2]的约束条件㊂图4㊀不同功率因数下的可平衡区域Fig.4㊀Balanced regions under different power factors在基于开关次数的约束下,情形1与情形2以π/3为周期交替切换㊂当功率因数角ϕ=0时,除了调制度非常接近1.1547的很小区域外,其余区域都使NPV 在一个开关周期内平衡㊂随着功率因数的降低,情形1与情形2的适用区域逐渐变小㊂当功率因数角ϕ=π/2时,情形1与情形2的适用区域仅在调制度为0.58以下㊂2.2㊀NPV 无条件平衡约束为了达到NPV 的全功率因数范围平衡,应放宽对双调制波的约束㊂仅约束u max 和u min :u ᵡmax =u DC /2;uᶄmin=0㊂}(18)则式(9)可以改写为i max (u DC2-u ᶄmax )+i mid (u ᵡmid -u ᶄmid )+i min u ᵡmin =0㊂(19)考虑到i max +i mid +i min =0,则当下述条件成立时,即可使式(19)被满足u DC2-u ᶄmax =u ᵡmid -u ᶄmid =u ᵡmin ㊂(20)结合式(5)和式(20),求解出三相的双调制波为:u ᶄmax =12(u max -u min ),u ᵡmax =12u DC ;u ᶄmid=12(u mid -u min ),u ᵡmid =12u DC -12(u max -u mid );u ᶄmin=0,u ᵡmin =12u DC -12(u max -u min )㊂üþýïïïïïïïïïï(21)从式(21)可以看出,只要u max -u min ɤu DC ,u ᶄx 和u ᵡx ɪ[0,u DC /2]这一约束条件总能被满足㊂不同于式(14)和式(17),式(21)所给出的双调制波与电流无关㊂因此,这种方法不受功率因数的限制㊂图5给出了NPV 无条件平衡约束的实现方法㊂每相双调制波与同一载波比较后生成2个PWM 子序列,将这2个PWM 子序列相加得到每一相最终的PWM 序列㊂可以看出,在NPV 无条件平衡约束下,最大相的PWM 序列由电平1㊁2组成,中间相的PWM 序列由电平0㊁1㊁2组成,最小相的PWM 序列由电平0㊁1组成㊂相比开关次数的约束,NPV 无条件平衡约束在一个周期内的开关次数增加了一次,增大了开关损耗㊂图5㊀调制波分解的开关序列Fig.5㊀PWM sequence of modulation wave decomposition2.3㊀两种约束的混合调制策略在基于开关次数的约束下,并非所有功率因数下都可以实现NPV 在一个开关周期内平衡,而在NPV 无条件平衡约束下,又会增大开关次数,从而07电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀增加开关损耗㊂因此,可以采用2种约束的混合调制策略,保证NPV 在一个开关周期内平衡的前提下尽可能减小开关损耗㊂在图4中,与开关次数的约束适用区域互补,空白区域即为NPV 无条件平衡约束的适用区域㊂图6给出了混合调制策略的流程图㊂可以看出,混合调制策略中最为关键的一步就是判定开关次数的约束下能否使求解出的双调制波满足u ᶄx 和u ᵡx ɪ[0,u DC /2]㊂在混合调制策略中,应尽量减少NPV 无条件平衡约束的使用次数㊂仅在基于开关次数的约束无法使用时,才采用NPV 无条件平衡约束,这样可以保证实现NPV 在一个开关周期平衡的同时不过分增大开关损耗㊂图6㊀混合调制策略的流程图Fig.6㊀Flowchart of hybrid modulation strategy图7给出了基于开关次数的约束在混合调制策略中的占比情况㊂可以看出,低调制度下(m <0.58)可以全部采用基于开关次数的约束㊂而调制度较高(m >0.58)时,基于开关次数的约束在混合调制策略中的占比会随着功率因数的变化而剧烈变化㊂当功率因数大于0.866且m <0.928,就可以使开关次数的约束占比达到100%㊂当功率因数降低到0时,混合调制策略中,开关次数的约束占比将迅速降为0㊂图7㊀开关次数的约束在混合调制策略中的占比情况Fig.7㊀Proportion of constraint based on switchingtimes in hybrid modulation strategy3㊀NPV 主动控制方法在基于开关次数的约束下,利用式(14)和式(17)计算双调制波时,需要用到下一开关周期的三相电流,而此电流还是未知的,如果用上一开关周期的三相电流替代,则不可避免的带来误差,导致NPV 逐渐偏移㊂在NPV 无条件平衡约束下,双调制波的计算虽然与三相电流无关㊂但一些非理想因素,例如电容容值的微小偏差㊁初始状态下的电容电压偏差㊁死区的插入等,都可能导致NPV 逐渐偏移㊂如果对NPV 偏移不加以主动控制,可能使电容电压或功率器件的电压应力超过其允许值,导致装备保护或发生较为严重的故障㊂因此有必要探讨这两种约束下的NPV 主动控制方法㊂若检测到上下电容电压偏差Δu NP =u C2-u C1㊂要改变NPV,必须向中点注入或抽取电流㊂NPV 主动控制的关键就在于对中点电流的控制㊂为了使NPV 重新回复至平衡状态,一个载波周期内需要向中点抽取的平均电流为i 0=Δu NP (C 1+C 2)/T S ㊂(22)式中T S 为开关周期㊂代入式(6)给出的占空比,式(8)可以改写为i 0=2u DC[i max (u ᵡmax -u ᶄmax )+i mid (u ᵡmid -u ᶄmid )+i min (u ᵡmin -u ᶄmin )]㊂(23)3.1㊀基于开关次数约束下的NPV 主动控制对于基于开关次数约束而言,三相的双调制波每相都有一个调制波为0或u DC /2,另一个调制波是随输出电压而改变㊂通过对后者注入ZSV 实现NPV 主动控制㊂在情形1时,由于u ᵡmax =u DC /2㊁u ᵡmid =u DC /2㊁u ᶄmin =0,故只能对u ᶄmax ㊁u ᶄmid ㊁u ᵡmin 注入ZSV,注入ZSV 后,6个调制波电压为:u ᶄmax =u max +u ZSV ,u ᵡmax =u DC2;u ᶄmid =u mid +u ZSV ,u ᵡmid =u DC2;u ᶄmin =0,u ᵡmin =12u DC+u min +u ZSV ㊂üþýïïïïïï(24)将式(24)代入式(23)可得u ZSV =2i max u max +2i mid u mid -2i min u min +i 0u DC4i min =u ZSV1+i 0u DC4i min㊂(25)17第11期王金平等:基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略值得注意的是,ZSV 由两部分组成,第一部分是为了在基于开关次数约束下实现NPV 在一个开关周期平衡所注入的ZSV,等同于式(13)计算的ZSV;第二部分是为了消除NPV 偏移而注入的ZSV㊂类似情形1,在基于开关次数约束下的情形2,实现一个开关周期内NPV 平衡且消除偏移的ZSV 为u ZSV =2i mid u mid +2i min u min -2i max u max -i 0u DC4i max㊂(26)3.2㊀NPV 无条件平衡约束下的NPV 主动控制对于NPV 无条件平衡约束而言,注入ZSV 的方法同样适用㊂不同的是,该约束下u ᵡmax =u DC /2㊁u ᶄmin =0,而u ᶄmax ㊁u ᶄmid ㊁u ᵡmid 和u ᵡmin 都可以改变㊂这意味着除了u ᶄmax 和u ᵡmin ,u ᶄmid 和u ᵡmid 可任选一个注入ZSV㊂此外,还能采用向电压中间相注入差模电压的方式㊂这便有了3种情形,以下一一对其分析㊂情形1:对u ᶄmax ㊁u ᵡmid ㊁u ᵡmin 注入ZSV㊂注入ZSV 后,三相的6个调制波电压为:u ᶄmax =12(u max -u min )+u ZSV ,u ᵡmax =12u DC ;u ᶄmid=12(u mid -u min ),u ᵡmid =12u DC -12(u max -u mid )+u ZSV ;u ᶄmin=0,u ᵡmin =12u DC -12(u max -u min )+u ZSV ㊂üþýïïïïïïïïïï(27)将式(27)代入式(23)可得u ZSV=-i 0u DC 4i max㊂(28)情形2:对u ᶄmax ㊁u ᶄmid ㊁u ᵡmin 注入ZSV㊂注入ZSV 后,三相的6个调制波电压为:u ᶄmax =12(u max -u min )+u ZSV ,u ᵡmax =12u DC ;u ᶄmid=12(u mid -u min )+u ZSV ,u ᵡmid =12u DC -12(u max -u mid );u ᶄmin=0,u ᵡmin =12u DC -12(u max -u min )+u ZSV ㊂üþýïïïïïïïïïï(29)将式(29)代入式(23)可得u ZSV =i 0u DC4i min㊂(30)情形3:对u ᶄmid 和u ᵡmid 注入差模电压㊂注入差模电压后,三相的6个调制波电压为:u ᶄmax =12(u max -u min ),u ᵡmax =12u DC ;u ᶄmid=12(u mid -u min )-u dmv ,u ᵡmid =12u DC -12(u max -u mid )+u dmv ;u ᶄmin=0,u ᵡmin =12u DC -12(u max -u min )㊂üþýïïïïïïïïïï(31)式中u dmv 为差模电压㊂将式(31)代入式(23)可得u dmv =i 0u DC4i mid㊂(32)值得注意的是,NPV 无条件平衡约束下所得的ZSV 或差模电压只包含为了消除NPV 偏移的部分㊂以上3种情形的调节能力有所不同,在实际应用中可以选择调节能力最强的一种[20]㊂4㊀性能分析本节主要从开关损耗方面评价本文提出的混合调制策略,并与现有的方法对比㊂不同PWM 策略下的导通损耗大致相等,但开关损耗相差很大㊂因此,在分析不同调制策略的损耗时,开关损耗占主导地位,不考虑传导损耗㊂为了比较全调制度和全功率因数范围内的开关损耗,在不同调制度下,调节负载使相电流幅值保持不变㊂这样,开关损耗仅与调制方案㊁负载功率因数和调制算法的开关次数有关㊂由文献[23]知,在一个基波周期内,下式用于评估开关损耗,即P SL =ðn =1, ,N[i a (n )k a (n )+i b (n )k b (n )+i c (n )k c (n )]㊂(22)在全调制度和全功率因数范围内,分别计算混合调制策略㊁CBPWM 和VSVPWM 在一个基波周期内的总开关损耗,分别命名为P Hyb ㊁P CB 和P VSV ㊂值得注意的是,在比较不同调制算法的开关损耗时,它们之间的比率比具体值更重要㊂图8分别给出了P VSV /P CB ㊁P Hyb /P CB 和P Hyb /P VSV 的值㊂从图8(a)可以看出,VSVPWM 的开关损耗在全调制度和全功率因数范围内始终高于CBP-WM㊂当ϕ=π/2和3π/2时,VSVPWM 的开关损耗27电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀可以达到CBPWM 的1.5倍左右㊂原因是u mid 对应的相电流最大,且该相有两次开关动作,开关损耗大大增加㊂当ϕ=0和π时,VSVPWM 的开关损耗仍达到CBPWM 的1.1倍左右㊂较高的开关损耗是VSVPWM 的主要缺点㊂图8(b)给出了P Hyb /P CB 在全调制度和全功率因数范围内的值㊂可以看出,当调制较低时(m <0.58),P Hyb /P CB 始终为1,即开关损耗与CBPWM 相同㊂当调制较高时(m >0.58),开关损耗会随着功率因数的降低而增加㊂这是因为随着功率因数的降低,NPV 无条件平衡约束比例逐渐增加,因此开关损耗增加㊂当功率因数为0时,即ϕ=π/2和3π/2,P Hyb /P CB 的值最高,可达1.5㊂这是因为几乎整个开关周期内都采用NPV 无条件平衡约束㊂图8㊀不同调制策略下的开关损耗Fig.8㊀Switching losses under different modulationstrategies图8(c)给出了全调制度和全功率因数范围内的P Hyb /P VSV 值㊂可以看出,P Hyb /P VSV 的值在全范围内都小于l㊂说明混合调制策略与VSVPWM 相比,不仅可以平衡全范围内的NPV,而且可以降低开关损耗㊂5㊀实验结果为了验证本文提出的混合调制算法,搭建了NPC TLI 的实验平台,其中交流源通过不控整流桥为逆变器提供直流侧电压,如图9所示㊂实验系统的主要参数见表2㊂本文实验部分分析了CBPWM㊁VSVPWM 和混合调制策略㊂实验包括稳态实验和动态实验2个部分,并分析了实验结果㊂图9㊀NPC TLI 的实验平台Fig.9㊀Experimental platform of NPC TLI表2㊀实验参数Table 2㊀Experimental parameters㊀㊀参数数值直流侧电压/V 200直流侧上下电容/μF 1000负载1/Ω2e jπ/12负载2/Ω2e j5π/12负载3/Ω6e jπ/12负载4/Ω6e j5π/12负载5/Ω12e jπ/12开关频率/kHz 8基波频率/Hz505.1㊀稳态实验图10~图12给出了CBPWM㊁VSVPWM 和本文37第11期王金平等:基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略提出的混合调制策略在不同调制度和负载下的稳态实验结果,包括直流侧上下电容电压㊁双调制波㊁相电压相电流和线电压㊂在此次实验中,使用表2中的负载1~负载4来保持相电流的幅值不变㊂图10㊀CBPWM 的稳态实验Fig.10㊀Steady state experiment ofCBPWM图11㊀VSVPWM 的稳态实验Fig.11㊀Steady state experiment of VSVPWM图10给出了CBPWM 下的稳态实验结果㊂当m =0.3与ϕ=π/12,ϕ=5π/12时,NPV 几乎没有波动㊂表明了低调制度,在CBPWM 下,NPV 可以被47电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀很好的控制,而无关乎功率因数㊂当m=0.9与ϕ=π/12时,NP电压波动很小;当m=0.9和ϕ=5π/ 12时,NPV有明显的三倍频波动,幅值接近直流侧电压的5%㊂CBPWM的双调制波如图10中的uᶄa和uᵡa所示,在低功率因数的时候会发现,双调制波的部分区间会达到允许的限定值,这是由于相电流滞后于相电压接近90ʎ,导致所需注入的零序电压的幅值过大造成的㊂在高调制度时,这一现象尤为明显,这意味着对NPV的控制能力变差㊂图11给出了在VSVPWM的实验结果,可以看出NPV在全调制度㊁全功率因数下都得到很好的控制,几乎没有波动㊂由于VSVPWM其本身的NPV 平衡能力就很好,在加入NPV主动控制后,对双调制波的改变很小㊂观察VSVPWM的双调制波uᶄa和uᵡa,在不同调制度和功率因数下双调制波的波形几乎相同㊂图12给出了在混合调制策略的实验结果㊂可以看出NPV在全调制度㊁全功率因数下都维持了平衡㊂混合调制策略下的双调制波如图12中的uᶄa和uᵡa所示,当m=0.3与ϕ=π/12和ϕ=5π/12,混合调制策略的双调制波较为接近CBPWM相应的双调制波;当m=0.9㊁ϕ=π/12时,CBPWM与VSVPWM 的双调制波在混合调制策略的双调制波体现;当m=0.9和ϕ=5π/12时,混合调制策略的双调制波较为接近VSVPWM的双调制波㊂对于开关损耗,在实验中使用Tektronix TPS2024示波器与专业功率分析模块测量㊂图13给出了不同调制策略下的开关损耗测量值㊂图10~图12的4种工况分别表示为(a)~(d)㊂不难发现,CBPWM和VSVPWM的开关损耗分别为最低和最高,混合调制策略的开关损耗总是介于二者之间㊂实验研究中各种调制策略在不同情况下的开关损耗之比与图8中的仿真分析基本吻合㊂结果证明,相比于VSVPWM,混合调制策略有降低开关损耗的效果㊂另外,表3还给出了不同调制策略下相电流i a 的THD㊂可以看出,CBPWM在中点电压存在三倍频波动时输出电流质量最差,在中点电压可以平衡时输出电流质量最好㊂VSVPWM和本文所提的混合调制策略能完全平衡中点电压,故其谐波含量相对较低㊂图12㊀混合调制策略的稳态实验Fig.12㊀Steady state experiments for hybridcontrol method57第11期王金平等:基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略图13㊀不同调制策略下的开关损耗Fig.13㊀Switching losses under different PWM strategies 表3㊀不同调制策略下i a的THDTable3㊀THD of i a under different PWM strategies调制度和功率因数CBPWM/%VSVPWM/%混合调制策略/% m=0.3,ϕ=π/12 3.98 4.12 4.03m=0.3,ϕ=5π/12 4.49 4.23 4.36m=0.9,ϕ=π/12 4.01 4.25 4.12m=0.9,ϕ=5π/12 5.13 4.35 4.405.2㊀动态实验图14~图16给出了动态实验结果,包括NPV 恢复㊁负载突变和调制度突变㊂NPV恢复实验中使NPV在初始时存在20V的偏移,使用不同调制方法使得NPV恢复到平衡状态㊂图14给出了采用混合调制策略时的NPV恢复过程㊂可以看出,混合调制策略能使NPV从不平衡状态迅速恢复到平衡状态㊂图14㊀混合调制策略下的NPV恢复过程Fig.14㊀NPV recovery process under mixedmodulation图15㊀当m=0.9,ϕ=5π/12时,CBPWM和VSVPWM 的NPV恢复过程Fig.15㊀NPV recovery process under CBPWM and VS-VPWM while m=0.9,ϕ=5π/1267电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图16㊀混合调制策略下的动态过程Fig.16㊀Dynamic process under hybrid control method 图15给出了在m=0.9和ϕ=5π/12时,CBP-WM和VSVPWM的NPV恢复过程㊂可以看出,虽然CBPWM最终消除了在NPV上的直流偏移,但存在着较大的交流纹波㊂VSVPWM具有良好的NPV 恢复能力,NPV最终实现平衡㊂图16给出了在混合调制策略下调制度突然变化及负载突然变化的实验结果㊂负载突变实验使用负载3与负载5㊂容易看出,在动态过程中,NPV均被很好的控制㊂这说明混合调制策略在动态过程中对NPV具有很强的控制能力㊂6㊀结㊀论本文基于一种简单的调制波分解算法,对双调制波进行多种约束,以达到不同的调制目标㊂为了在全调制度㊁全功率因数范围内实现NPV平衡,本文提出了一种混合调制策略,实现了在NPV平衡的前提下开关损耗有所降低㊂与单纯采用某一约束相比,混合调制策略在NPV平衡方面和开关损耗方面具有一定的优势㊂理论分析和实验结果表明本文所提出的混合调制策略对NPV具有VSVPWM同样地控制效果,但开关损耗有所降低㊂参考文献:[1]㊀葛兴来,张晓华,岳岩.低载波比下三电平NPC逆变器同步SVPWM算法[J].电机与控制学报,2018,22(9):24.GE Xinglai,ZHANG Xiaohua,YUE parative study on synchronized space vector PWM for three level neutral point clamped VSI under low carrier ratio[J].Electrical Machines and Control,2018,22(9):24.[2]㊀KOURO S,MALINOWSKI M,GOPAKUMAR K,et al.Recentadvances and industrial applications of multilevel converters[J].IEEE Transaction on Industrial Electronics,2010,57(8):2553.[3]㊀胡存刚,胡军,马大俊,等.三电平光伏并网逆变器SHEPWM优化控制方法[J].电机与控制学报,2016,20(7):74.HU Cungang,HU Jun,MA Dajun,et al.Optimized control meth-od for three-level photovoltaic grid-connected inverter using SHEP-WM[J].Electrical Machines and Control,2016,20(7):74.[4]㊀JAMWAL P S,SINGH S,JAIN S.Three-level inverters for induc-tion motor driven electric vehicles[C]//20203rd International Conference on Energy,Power and Environment,March5-7, 2021,Meghalaya,India.2021:1.㊀[5]㊀姜卫东,王培侠,王金平,等.全范围内中点电位平衡的三电平变换器调制策略[J].电力系统自动化,2018,42(21):145.JIANG Weidong,WANG Peixia,WANG Jinping,et al.Modula-tion strategy for three-level converter with neutral point potential balance in full range[J].Automation of Electric Power Systems, 2018,42(21):145.[6]㊀向超群,陈春阳,韩丁,等.中点电位不平衡度反馈的三电平虚77第11期王金平等:基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略。
基于改进SVPWM的三电平NPC逆变器中点电压平衡的研究
基于改进SVPWM的三电平NPC逆变器中点电压平衡的研究作者：许杭蓬陈权李国丽杜祥来源：《现代电子技术》2019年第04期关键词：三电平NPC逆变器; 脉宽调制; 电压空间矢量; 中点电流; 中点电位平衡; 全调制度中图分类号： TN123+.5⁃34; TM13 ; ; ; ; ; ; ; 文献标识码： A ; ; ; ; ; ; ; ; ; ;文章编号：1004⁃373X（2019）04⁃0129⁃05Research on neutral⁃point voltage balance of three⁃level NPC inverterbased on improved SVPWMXU Hangpeng1，2， CHEN Quan1，3， LI Guoli1，4， DU Xiang1，2（1. School of Electrical Engineering and Automation， Anhui University， Hefei 230601，China;2. National Engineering Laboratory of Energy⁃Saving Motor & Control Technology， Anhui University， Hefei 230601， China;3. Electric Energy Quality Engineering Research Center of Ministry of Education， Anhui University， Hefei 230601， China;4. Collaborative Innovation Center of Industrial Power?Saving and Electric Energy Quality Control， Anhui University， Hefei 230601， China）Abstract： The three⁃level NPC inverter is applied to high⁃voltage and high⁃power occasions for its advantages of high DC voltage utilization rate， low switching voltage and low output voltage harmonics. The problem of neutral⁃point voltage balance has always been the key to the three⁃level NPC inverter research. The traditional space vector modulation method is improved in this paper. The medium and small vectors which are located in different small triangles of each sector and affect the neutral⁃point potential are redistributed or virtualized without changing the lengths of original vectors， so as to completely eliminate the effect of voltage vectors on the neutral⁃point potential in theory. The neutral⁃point voltage balance capability control of the method is flexible and effective at the full modulation depth. The correctness of the proposed method was verified in the simulation and experiment.Keywords： 3⁃level NPC inverter; pulse width modulation; voltage space vector; neutral⁃point current; neutral⁃point potential balance; full modulation depth有关三电平NPC逆变器和逆变器调制策略的研究较多[1⁃3]。
三电平逆变器空间矢量调制及中点电位平衡研究
１ 引 言
近 年来 ， 随着 工 业 领 域对 大 功率 变 换 装 置 的 使用 日益 增加 ， 电平 逆 变 器 相 对 于传 统 的两 电 多 平表 现 出明显 的优 势 ， 已受 到越来 越 多 的关 注 ， 并
得 到了广 泛 的研 究 和应 用 。
过仿真试验验证了所提方法的正确性。
摘 要 ： 电平 逆 变 器 在 中 高 压 大 功 率 场 合 得 到 了广 泛 的研 究 和应 用 。研 究 了 二 极 管 钳 位 型 三 电平 逆 变 器 多 的拓 扑 结 构 和 ７段 式 空 间 矢 量 Ｓ Ｗ Ｍ 调 制 方 法 。 给 出 了 参 考 矢 量 所 在 区 域 的 判 断 方 法 ， 导 工 作 矢 量 的 ＶＰ 推 作 用 时 间 。 为解 决 中 点 电 位 平 衡 问题 ， 出 了 一 种 充 分 利 用 冗 余 电压 矢 量 的 中 点 控 制 方 法 。通 过 仿 真 验 证 了 提 所 提方 法 的 正 确 性 和 有 效 性 。 关 键 词 ： 电 平 逆 变 器 ； 间 矢 量 脉 宽 调 制 ； 点 电 位 平 衡 三 空 中
滑 切换 。在 中点 电压 平 衡 问 题 上 ， 入 并 计 算 调 引
ＺＨＡＮＧ Ｙｅ ＴＡＮＧ — ｅ ｇ Ｗ ＡＮＧ ｎｊ ｎ ， Ｙｕ ｐ ｎ ， Ｗｅ －ｕ （ ｃ ｏｌ ｆ Ｅｌｃｒｃ ｌＥｎ ｎ ｅｉｇ ， ｅｊｎ ａ ｔｎ ｎｖ ｒｉ Ｂｅ ｉｇ １ ０ ４ Ｃ ｉａ Ｓ ｈ ｏ ｅｔｉａ ｇｉｅｒｎ Ｂ ｉｉｇＪｉｏｏ ｇ Ｕ ｉｅ ｓ ｙ， ｉ ｎ ０ ０ ４， ｈｎ ） ｏ ｔ ｊ
ｖ ｔ ｇｅ ｖ ｃ ｏ ｓｗ ａ ｏｐ ｅ ｏｌａ ｅ ｔ ｒ ｓ ｐｒ ｏｓ ｄ． Ｔ ｈｅ ｖ ｌ ｔ ｒ ｐｏ ｅ ｅ ｈｏｄ ｉ ｍ ｏ ｔａ ｅ ｂｙ ｔ ｉ ｕｌｔｏ ｒ ｓ ｔ ． ａｉ ｙ ｏｆｐ ｏ ｓ ｄ ｍ ｔ ｄｉ ｓｄｅ ｎｓ ｒ ｔ ｄ ｈｅ ｓｍ ａ ｉｎ ｅ ｕｌｓ
基于空间矢量控制的三电平逆变器的研究的开题报告
基于空间矢量控制的三电平逆变器的研究的开题报告一、研究背景和意义三电平逆变器是一种高性能、高效率、高可靠性的逆变器，其应用范围广泛，已经成为现代电力电子学中的一个研究热点。
在工业控制和电力电子领域，三电平逆变器已经成为一种非常重要的电力转换技术。
该技术在电动汽车控制、风力发电、太阳能发电、电源系统、高压变频传动等领域有着广泛的应用。
近年来，随着电力电子技术的不断发展，三电平逆变器的控制算法和控制策略也得到了大幅度的提高。
空间矢量控制是一种常用的控制策略，它可以提高电力转换效率和控制精度。
因此，基于空间矢量控制的三电平逆变器研究具有极高的研究价值。
二、研究内容和方法本研究旨在深入探究基于空间矢量控制的三电平逆变器的控制算法和控制策略，通过仿真分析和实验验证，验证空间矢量控制对于三电平逆变器的控制精度和效率的提高。
研究内容主要包括：1、三电平逆变器的结构原理和控制方法；2、空间矢量控制策略的基本原理和实现方法；3、采用Simulink等仿真软件建立基于空间矢量控制的三电平逆变器模型，并进行仿真分析；4、搭建实验平台，进行基于空间矢量控制的三电平逆变器的实验验证和分析。
三、研究预期成果本研究预期达到以下成果：1、深入探究基于空间矢量控制的三电平逆变器的控制算法和控制策略，构建完整的控制框架；2、通过仿真分析验证空间矢量控制在三电平逆变器中的控制效果和优点；3、实现基于空间矢量控制的三电平逆变器的控制器设计，提高逆变器的控制精度和效率；4、搭建实验平台，进行基于空间矢量控制的三电平逆变器的实验验证和分析。
四、研究难点和解决思路本研究的难点主要包括：1、如何构建基于空间矢量控制的三电平逆变器的控制框架；2、如何通过仿真分析验证空间矢量控制在三电平逆变器中的控制效果和优点；解决思路：1、通过对研究对象的深入了解和调研，根据逆变器的结构原理和控制方法，构建完整的控制框架，针对研究对象的特点，选择合适的空间矢量控制策略；2、利用Simulink等仿真软件，建立基于空间矢量控制的三电平逆变器模型，并进行仿真分析；通过仿真结果的对比，验证空间矢量控制策略在三电平逆变器中的优势。
基于优化的VSVPWM_三电平NPC_逆变器控制策略
第41卷 第3期吉林大学学报(信息科学版)Vol.41 No.32023年5月Journal of Jilin University (Information Science Edition)May 2023文章编号:1671⁃5896(2023)03⁃0417⁃10基于优化的VSVPWM 三电平NPC 逆变器控制策略收稿日期:2022⁃07⁃18基金项目:国家自然科学基金资助项目(51474069)作者简介:付光杰(1962 ),女,吉林通化人,东北石油大学教授,博士生导师,主要从事电力电子技术应用㊁电机调速控制技术和电力系统节能技术等研究,(Tel)86⁃139****0179(E⁃mail)fgjmhw@㊂付光杰,后乐云(东北石油大学电气信息工程学院,黑龙江大庆163318)摘要:针对中点箝位(NPC:Neutral⁃Point⁃Clamped)型三电平逆变器直流侧上下两个电容电压不一致,以及传统的空间矢量脉宽调制(SVPWM:Spatial Vector Pulse Width Modulation)虽然可在一定的调制度范围内解决两个电容电压不一致,但在较大的调制比下中点电位无法维持平衡的问题,在传统SVPWM 和虚拟空间矢量脉宽调制(VSVPWM:Virtual Space Vector Pulse Width Modulation)的基础上优化控制方法㊂该方法依据电流的流向对不同的正㊁负小矢量采用不同大小的平衡因子,同时根据中点电位差值,引入电压调差系数,并在此基础上与无差拍控制相结合㊂该闭环控制策略利用中点电位差值与逆变器三相电流输出值作为反馈量调整输出波形,抑制中点电位㊂仿真结果表明,该方法在三电平逆变器调制度较高时仍然可以维持直流侧中点电位的平衡,证明了控制策略的正确性和有效性㊂关键词:三电平逆变器;中点电位;无差拍控制;调差系数和平衡因子;虚拟空间电压矢量脉宽调制中图分类号:TP301.6;TM464文献标志码:AControl Strategy of Three⁃Level NPCs Inverter Based on Optimized VSVPWMFU Guangjie,HOU Leyun(School of Electrical and Information Engineering,Northeast Petroleum University,Daqing 163318,China)Abstract :Aiming at the problem of inconsistencies between the voltages of the two capacitors on the DC(Direct Current)side of the midpoint clamping (Neutral⁃Point⁃Clamped)three⁃level inverter and the traditional SVPWM (Space Vector Pulse Width Modulation)can solve the problem of inconsistency of the two capacitor voltages within a certain modulation system,but the midpoint potential cannot be balanced under a large modulation ratio,the control method is optimized on the basis of the traditional SVPWM and VSVPWM (Virtual Space Vector Pulse Width Modulation).The method is based on the flow direction of current,different positive and negative small vectors using different size of balance factor,is in accordance with the midpoint potential difference value,and introduces voltage adjustment coefficient.On this basis,it is combined with the beat⁃free control.This closed⁃loop control strategy adjusts the output waveform by using the midpoint potential difference and the inverter three⁃phase current output value as the feedback to suppress the midpoint potential.Simulationresults show that the proposed method can still maintain the balance of the midpoint potential on the DC side when the three⁃level inverter modulation system is high,which proves the correctness and effectiveness of the control strategy.Key words :three⁃level inverter;midpoint potential;beat free control;adjustment coefficient and balance factor;virtual space vector pulse width modulation(VSVPWM)0 引 言两电平逆变器性能存在器件电压应力大㊁电压变化率大㊁共模干扰比较大㊁谐波含量较高等缺点㊂NPC(Neutral⁃Point⁃Clamped)三电平逆变器相比于前者电压变化率较小,共模干扰也比较小,输出的电压波形与标准的正弦波几乎一致,且波形谐波含量低,因此目前在中高压的场合下和功率较大的环境下普遍采用NPC 三电平逆变器[1⁃3]㊂但NPC 三电平逆变器在实际运行中会因为电路存在非理想因素出现一系列问题,其中中点电压波动和共模电压干扰的问题尤为突出,易造成器件的损坏,影响整个系统的工作㊂针对中点电压波动问题,国外学者基于SVPWM(Spatial Vector Pulse Width Modulation)的方法优化了控制策略,提出了多种改进型SVPWM [4⁃6]㊂付光杰等[7],王春民等[8]和石文启[9]的研究表明,电机控制系统的可靠性与合理正确设计脉宽调制控制系统相关,优化的SVPWM 应用在电机控制方面具有一定的优越性㊂李萍等[10]和张华赢等[11]采用调整基本矢量中的正负小矢量作用时间的策略,仿真结果表明该方法可有效抑制中点电压的波动,但在调制度较高的场合下,不可能在同一位置同时出现正负小矢量作用的情况,影响了该策略对于中点电位不平衡的抑制㊂文献[12⁃18]研究表明,由于电路存在非理想因素,影响了三电平逆变器中点电位的平衡,并研究VSVPWM (Virtual Space Vector Pulse Width Modulation)方法,在全调制度范围内该方法对电容电压不平衡的问题也是有效的㊂笔者提出了一种基于优化的VSVPWM 的中点电位控制策略,该方法根据检测直流侧的中点电流大小和方向,引入平衡因子和电压调差系数,对不同的小矢量设置不同的平衡因子,以增加基本矢量中的正或负小矢量控制中点电位的能力㊂预测控制在电力电子领域具有广泛应用,无差拍控制正是其中的一种[19⁃20]㊂笔者根据检测到的中点电位的偏差,结合无差拍控制与优化空间矢量脉宽调制,提出一种混合控制方法,最后通过仿真对上述混合控制方法进行分析㊂1 NPC 三电平逆变器主电路与传统VSVPWM1.1 NPC 三电平逆变器主电路三电平逆变器主电路的拓扑结构如图1所示㊂图1 三电平NPC 逆变器主拓扑图Fig.1 Main topology diagram of a three⁃level NPC inverter 图2 空间电压矢量图Fig.2 Space voltage vector diagram 图1中a㊁b㊁c 是三相桥臂,其共有12个功率开关管,每相4个㊂以a 相桥臂为例,S a1㊁S a2打开S a3㊁S a4关断,电压为V dc /2,该状态定义为P㊂S a2㊁S a3打开S a1㊁S a4关断,电压为0,该状态定义为O㊂S a3㊁S a4打开S a1㊁S a2关断,电压为-V dc /2,该状态定义为N㊂NPC 三电平逆变器有a㊁b㊁c 3相,每相有3种开关状态对应输出3种电平状态,分别为P㊁O 和N㊂则a㊁b㊁c 3相共有27种开关状态,27个基本空间电压矢量对应了这27种开关状态㊂图2是NPC 三电平逆变器的空间电压矢量图,在αβ坐标系下,矢量图分为814吉林大学学报(信息科学版)第41卷6个大扇区,即大扇区1~6㊂在图2中,将27个基本空间电压矢量依据其幅值的大小,可分为大矢量㊁零矢量㊁中矢量和小矢量4类,其中小矢量又可分为两种,分别为正小矢量和负小矢量㊂以负小矢量POO 进行分析,a 相流过的电流不经过中点,b 相和c 相流过中点的电流分别为i b 和i c ,因此负小矢量POO 作用下流过中点的电流就是b 相和c 相的电流之和即-i a ㊂同理,可得到其余26个基本电压矢量与流过中点电流的对应关系,基本空间矢量对应的中点电流如表1所示㊂表1 基本空间矢量对应的中点电流Tab.1 Midpoint current corresponding to basic space vector零矢量负小矢量正小矢量中矢量大矢量PPP(0)POO(-i a )ONN(i a )PON(i b )PNN(0)OOO(0)OON(-i c )PPO(i c )OPN(i a )PPN(0)NNN(0)OPO(-i b )NON(i b )NPO(i c )NPN(0)NOO(-i a )OPP(i a )NOP(i b )NPP(0)OOP(-i c )NNO(i c )ONP(i a )NNP(0)ONO(-i b )POP(i b )PNO(i c )PNP(0) 由表1可看出,对中点电位无影响的是零矢量和大矢量,其作用时不会有电流流过中点;对中点电位有影响的是小矢量和中矢量,其作用时会有电流流过中点且大小不为零㊂同一对的负小矢量和正小矢量作用形成的电流大小相等,方向相反,不同对的负小矢量和正小矢量作用形成的电流方向相反㊂1.2 传统虚拟空间矢量脉宽调制空间矢量脉宽调制采用7段式分配,对中矢量采用两个小矢量和一个中矢量的组合,同样实现了流过中点的电流为零的目标㊂但在调制度较大时,不能完全保证流过中点的电流为零㊂空间矢量脉宽调制图3 传统NTV 2法的空间矢量图Fig.3 Spatial vector diagram of the traditional NTV 2method 可与其他控制组合构成复合控制,有效控制逆变器的中点电位㊂空间矢量脉宽调制基本原理与虚拟空间矢量脉宽调制原理及各个部分计算基本相同,因此不做过多阐述㊂传统的虚拟空间矢量脉宽调制的原理是重新组合基本矢量中的正负小矢量㊁中矢量㊁零矢量和大矢量,4种矢量按要求组合成一个新矢量,在一个开关周期内在该重组矢量的作用下流过中点的电流为零,从而抑制中点电位的波动㊂改进型虚拟空间矢量(NTV 2:Nearest Three Virtual Vectors)的小扇区划分如图3所示㊂传统的VSVPWM 调制策略中,虚拟矢量的合成为V L 1=V PNN ,V L 2=V PPN ,V M =13(V ONN +V PON +V PPO ),V S 1=12(V ONN +V POO ),V S 2=12(V OON +V PPO ),V Z =V OOO ìîíïïïïïïïïïïïï㊂(1) 在传统虚拟矢量合成方法中,大矢量和小矢量仍为原矢量,而将原来各自边上的两个小矢量合成为一个矢量,这样因流过两个小矢量的电流大小相等而相位相反,流过中点的电流为零㊂该方法实现了流过中点的电流为零的目标,但在实际的电路系统中,三相电流完全对称的情况几乎不存在㊂所以,在一个控制周期内,会有中点电位差偏大的现象存在㊂914第3期付光杰,等:基于优化的VSVPWM 三电平NPC 逆变器控制策略2 优化VSVPWM 与无差拍控制优化的VSVPWM 与无差拍控制形成混合控制策略,可对三电平逆变器中点电位精确控制㊂该闭环控制策略通过中点电位差值与逆变器三相电流输出值作为反馈量调整输出波形,抑制中点电位㊂2.1 无差拍控制预测控制在电力电子领域中有着广泛的应用,无差拍控制正是其中一种,无差拍控制可解决电路控制系统延时问题㊂加入无差拍控制,可预测控制量的变化,减小延时导致的误差,针对本文的电路系统,其输出端的公式如下:v o =W 2LCRi o +Ld i o d t +v N ,(2)其中v o 为输出相电压,v N 为N 点电位,W 为角速度,i o 为电感电流,R 为负载为电阻值,L 为负载为电感值㊂式(2)离散化后,可得:v o (k )=W 2LCRi o (k )+L d i o (k )d t +v N (k ),(3)d i o (k )d t ≈i o (k +1)-i o (k )T s ,(4)其中T s 为采样周期,v ㊁i o ㊁v N 在k 时刻的采样值分别为v o (k )㊁i o (k )㊁v N (k ),i o (k +1)为i o 在k +1时刻的采样值㊂当采样频率较高时,可认为N 点电压不变,则有v N (k +1)≈v N (k )㊂(5) 所以最终有i o (k +1)=T s L [v o (k )-v N (k )]+1-W 2LCRT s æèçöø÷Li o (k ),(6)i o (k +2)=T s L [v o (k +1)-v N (k )]+1-W 2LCRT s æèçöø÷L i o (k +1)㊂(7)2.2 VSVPWM 策略的优化基于上述的传统虚拟空间矢量脉宽调制并不能使中点电流为零,所以对虚拟空间矢量进行重图4 优化的NTV 2法的空间矢量图Fig.4 Optimized NTV 2space vector graph 新构造,以第一大扇区为列,小扇区的划分如图4所示㊂为简化计算,采用g⁃h 坐标系㊂在此基础上引入平衡因子和调差系数,以达到VSVPWM 策略的优化㊂2.2.1 小扇区的划分基于中点电位不平衡时,电流的方向可能从中点流出,又可能从中点流入,为此仅分析给出q >0的情况,而q <0的情况完全相同㊂q 为调差系数㊂2.2.2 调差系数以第1扇区的矢量为例,中点电位平衡时,每个矢量的大小和方向都不会改变,但当中点电位不平衡时,负小矢量POO 变为(1+q )POO,正小矢量ONN 变为(1-q )ONN,因此中点电位不平衡仅影响小矢量大小,不影响其方向㊂中矢量PON 变为(PON-q NON),中点电位不平衡时矢量的大小和方向都会发生变化㊂零矢量和大矢量不受中点电位不平衡的影响㊂调差系数q =V c 1-V c 2V dc ,(8)其中V dc 为直流侧电压,V c 1和V c 2分别为上下电容电压㊂虚拟矢量的重构与合成为024吉林大学学报(信息科学版)第41卷V L 1=V PNN ,V L 2=V PPN ,V M =13(V ONN +V PON +V PPO ),V M 1=13(V PON +V OPN +V PNO ),V S 1=12(V ONN +V POO ),V S 2=12(V OON +V PPO ),V Z =V OOO ìîíïïïïïïïïïïïïïï㊂(9) 在调制度较低时,采用的虚拟中矢量为V M ,而在调制度较高时采用的虚拟中矢量为V M 1㊂2.2.3 平衡因子以第一大扇区第1小扇区为例,当参考矢量落在该区域时,引入平衡因子k ,与作用时间组合平衡中点电位的大小,具体如表2所示㊂表2 开关序列和作用时间优化后的虚拟空间矢量大扇区1被划分为8个小扇区,图4中的6条直线L 1⁃L 6的表达式为L 1:V g -V h =0,L 2:2V g +V h =2,L 3:V g +2V h =2,L 4:V g +V h =2,L 5:V g 1.5M 1-1+V h =M 11.5M 1-1,L 6:1.5(M 2-1)V g +V h =M 2ìîíïïïïïïïïïï,(10)其中M 1=1+kq ,M 2=1-kq ㊂如图4所示,当参考矢量落在第8小扇区时,根据伏秒平衡原理,在一个周期内,参考电压矢量可由3个最近的虚拟矢量在一定的时间内合成的原理进行分析,则有V ref T s =V L 1T L 1+V L 2T L 2+V Z T 0,T L 1+T L 2+T 0=T S {,(11)其中V L 1㊁V L 2㊁V Z 为虚拟矢量,T L 1㊁T L 2㊁T 0为虚拟矢量作用时间,两者一一对应,T s 为采样周期㊂所以电压矢量的作用时间为T 1=T s V g +0.5T s V h -T s ,T 2=0.5T s V g +T s V h -T s ,T 3=3T s -1.5T s V h -1.5T s V g ìîíïïïï㊂(12) 参考式(12)步骤,在第一大扇区中,可得参考矢量在8个小扇区的作用时间,如表3所示,发波顺序如表4所示㊂其余大扇区作用时间及发波顺序,可采用旋转变化得到,不做过多阐述㊂124第3期付光杰,等:基于优化的VSVPWM 三电平NPC 逆变器控制策略表3 大扇区1矢量作用时间Tab.3 Action time of vector in large sector 1小扇区T 1T 2T 31T s V g T s V h T s -T 1-T 22T s (V h -V g )/M 21.5T s V g T s -T 1-T 232T s -2T s V g -2T s V h 3T s V g +3T s V h -3T s T s -T 1-T 242T s -2T s V g -2T s V h 3T s V g +3T s V h -3T sT s -T 1-T 25T s (V g -V h )/M 11.5T s V h T s -T 1-T 26T s V g +2T s V h -2T s /(M 1-2)1.5T s V hT s -T 1-T 272T s -2T s V g -T s V h 1.5T s V g T s -T 1-T 28T s V g +0.5T s V h -T s 0.5T s V g +T s V h -T s T s -T 1-T 2表4 大扇区1开关序列3 仿真分析优化的控制策略原理图如图5所示㊂在Matlab /Simulink 中建立了所提出的优化SVPWM 与VSVPWM 闭环控制策略系统模型㊂仿真所带负载是三相对称的,主要仿真参数的设置如下:L =15mH,R =10Ω,V dc =600V,C 1=C 2=4.7mF,载波频率f s =10kHz,基波频率f =50Hz,设置两个调制度分别为m =0.866,m =0.95㊂图5 闭环控制策略原理图Fig.5 Schematic diagram of closed loop control strategy 调制度为0.866时仿真结果如图6~图9所示㊂图6 传统SVPWM 仿真结果Fig.6 Simulation results of traditional SVPWM 224吉林大学学报(信息科学版)第41卷图7 优化的SVPWM 仿真结果Fig.7 Optimized SVPWM simulation results 从图6a 可看出,采用传统SVPWM 时可输出稳定的线电压,图6b 所示中点的电位波动约为+3~-1V,由图7b 可看出,优化的SVPWM 中点电位的波动约在+1.5~-1.5V,且图7a 表明优化的SVPWM可以输出稳定的线电压㊂图8 传统VSVPWM 仿真结果Fig.8 Simulation results of traditional VSVPWM 从图8a 可看出,采用传统VSVPWM 稳定后可以输出稳定的三相电流,电流幅值大小约为40A㊂图8b 表明此时的中点电位波动在12V 左右,图8c 为相电流快速傅氏变换分析(FFT:Fast Four Transformation),可以看出此时相电流的电流总谐波畸变率(THD:Total Harmonic Distortion)为1.09%㊂ 从图9b 可看出,采用平衡因子㊁调差系数和无差拍控制的VSVPWM 时中点的电位波动在1.5V 左右,图9a 表明采用该方法控制下的VSVPWM 输出稳定的三相电流,幅值约为40A㊂从图9d 可看出采用平衡因子和调差系数的VSVPWM 中点电位波动在-0.2~0.5V 左右,且图9c 表明采用该方法控制下的VSVPWM 输出稳定的三相电流,幅值约为50A㊂图9e 表明采用平衡因子㊁调差系数和无差拍控制时相电流的THD 为2.54%㊂图9f 表明采用平衡因子㊁调差系数时相电流的THD 为0.64%,与图8c 对照可知,相对传统VSVPWM 方法相电流THD 低一些㊂调制度为0.95时,平衡因子和调差系数控制下的中电位差为-2~-4V(见图10a),而平衡因子㊁调差系数和无差拍的中电位差为2.5V 左右(见图10b)㊂324第3期付光杰,等:基于优化的VSVPWM 三电平NPC 逆变器控制策略图9 调制度为0.866时优化控制策略仿真结果Fig.9 Simulation results of optimal control strategy when the regulation system is 0.866图10 调制度为0.95时优化控制策略仿真结果Fig.10 Simulation results of optimal control strategy when the regulation system is 0.95仿真结果表明平衡因子㊁调差系数和无差拍控制方式下与平衡因子和调差系数控制方式下的VSVPWM 都可对中点电位进行有效控制,证明了优化VSVPWM 方法的有效性㊂而在调制度特别高的场合宜采用平衡因子㊁调差系数和无差拍控制三者结合的控制方法㊂4 结 语笔者以三电平逆变器为研究对象,针对传统的SVPWM 和VSVPWM 并不能完全使中点电位平衡问题提出了采用调差系数和平衡因子与无差拍控制结合的方法控制中点电位,该闭环控制策略可通过反馈值即中点电位差值和三相电流实时调整逆变器输出值的大小,从而对逆变器中点电位精确补偿和控制,同时引入g鄄h 坐标系简化了计算㊂通过仿真可知,采用调差系数和平衡因子与无差拍控制结合的方法对解决传统的SVPWM 和VSVPWM 中点电位不平衡的问题是有效和准确的,尤其当调制度较高时,该闭环控制策略的效果更加明显,输出的波形相对于传统算法更加平缓,而且输出波形的畸变率小,器件开关损耗小,因此该策略提升了逆变器的整体性能㊂424吉林大学学报(信息科学版)第41卷参考文献:[1]许春雨,刘梅.三电平逆变器中点电位平衡控制的研究[J].电气传动,2013,43(2):40⁃43.XU C Y,LIU M.Research on Midpoint Potential Balance Control of Three⁃Level Inverter [J].Electric Drive,2013,43(2):40⁃43.[2]范波,谢冬冬,赵伟刚.基于VSVPWM 的三电平中点电位补偿平衡控制[J].电气传动,2014,44(7):38⁃43.FAN B,XIE D D,ZHAO W G.Three⁃Level Midpoint Compensated Balance Control Based on VSVPWM [J].Electric Drive,2014,44(7):38⁃43.[3]CHOI UI⁃MIN,LEE JUNE⁃parative Evaluation of Lifetime of Three⁃Level Inverters in Grid⁃Connected PhotovoltaicSystems [J].Energies,2020,13(5):1227⁃1240.[4]MOHZANI Z,MCGRATH B P,HOLMES D G.A Generalized Natural Balance Model and Balance Booster Filter Design forThree⁃Level Neutral⁃Point⁃Clamped Converters [J].IEEE Transactions on Industry Applications,2015,51(6):4605⁃4613.[5]TAN G,DENG Q,LIU Z.An Optimized SVPWM Strategy for Five⁃Level Active NPC 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基于虚拟空间矢量的中点电压平衡控制
基于虚拟空间矢量的中点电压平衡控制摘要：基于传统算法的二极管箝位型三电平逆变器，在高调制度及低功率因数下存在中点电压不可控区域，中点电压中存在3 倍基波频率的低频纹波信号，严重时将导致系统无法正常工作。
针对此问题，在分析该不可控区域存在原因的基础上，研究了虚拟空间矢量与平衡因子法相结合的十段式对称模式，有效实现了中点电压的全范围可控，并能消除因电容不平衡等因素造成的中点电压偏移，具有较好的鲁棒性。
仿真及实验验证了该方案的正确性与有效性。
关键词：逆变器；中点电压；不可控区域；虚拟空间矢量1 引言三电平中点箝位型逆变器具有等效开关频率高、输出波形正弦、单管耐压低等优点，在中、高压大功率场合应用广泛，中点电压平衡是影响其控制性能的重要因素。
近年来，国内外学者提出一系列中点电压平衡方案，文献在传统两电平空间矢量脉宽调制(SVPWM)的基础上，提出了基于参考电压矢量分解的算法；文献提出了基于非正交坐标系的简化SVPWM 算法，但该方法在调制度较高或功率因数较低时，单纯采用小矢量对中点电压控制将出现不可控区域。
为在高调制度和低功率因数下有效控制中点电压，并解决因电容不一致或开关管延时等原因造成的中点电压偏移，此处在讨论中点电压波动原因的基础上，利用虚拟空间矢量，并结合精确调节因子方法，消除了中矢量对中点电位的影响，实现了中点电压的全范围控制。
2 传统SVPWM 及其对中点电压的控制传统SVPWM 算法根据参考电压矢量的幅值和方向判断其所处区域，选择其最近的3 个基本矢量进行合成，再根据伏秒平衡原理计算各基本矢量的作用时间，生成所需的PWM 波。
根据基本矢量的模长和对中点电压的影响，可将其分为大、中、正负小和零矢量。
由于中矢量对中点电压不可控，当调制度较高或功率因数较低时，无功分量比重较大，通过调节小矢量无法完全抵消由中矢量引起的中点电。
一种电压型三电平中点钳位变流器虚拟空间矢量调制方法[发明专利]
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专利名称：一种电压型三电平中点钳位变流器虚拟空间矢量调制方法
专利类型：发明专利
发明人：李润秋,王燕,罗迪,施荣,李宁,邢琳,孙川永,焦熠琨
申请号：CN201711168906.4
申请日：20171121
公开号：CN107872167A
公开日：
20180403
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本发明公开了一种电压型三电平中点钳位变流器虚拟空间矢量调制方法，包括：构成三电平NPC变流器的新型虚拟矢量空间图；确定参考电压矢量v是否在三电平NPC变流器新型虚拟矢量空间图的第一扇区中；判断参考电压矢量v所在的三角形；根据参考电压矢量v所在三角形计算各虚拟矢量的作用时间；根据各虚拟矢量的作用时间计算各实际矢量的作用时间；根据各实际矢量的作用时间计算各三角形中矢量对应的开关状态输出序列；根据各三角形中矢量对应的开关状态输出序列控制电压型三电平中点钳位变流器上各相中各开关的开关状态，完成电压型三电平中点钳位变流器虚拟空间矢量调制，该调制方法能够实现全调制度、全功率因数的直流电容电压波动控制。
申请人：国家电网公司,国网陕西省电力公司经济技术研究院,西安工业大学
地址：100031 北京市西城区西长安街86号
国籍：CN
代理机构：西安通大专利代理有限责任公司
代理人：徐文权
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三电平变换器中点电压平衡问题的研究
三电平变换器中点电压平衡问题的研究三电平变换器中点电压平衡问题的研究摘要：为了全面分析中点电位平衡问题，建立了一个三电平变换器的数学模型，分析了三电平变换器中点电位不平衡的原因，详细地讨论了空间矢量控制方法中不同矢量对中点电位的影响。
最后，实验研究了一种基于检测直流侧中点电流的方向和直流侧电容电压的大小，来平衡中点电位的滞环控制方法。
实验结果验证了该滞环控制方法平衡中点电位的有效性。
关键词：三电平变换器；中点电压平衡；空间矢量PWM引言二极管中点箝位型逆变器[1]是最近研究的一个热点。
这种拓扑结构，每个功率开关管承受的最大电压为直流侧电压的1/2，另外，由于相电压有三种电平状态，比传统的二电平逆变器多了一个电平，因此输出波形质量高。
因而这种结构变换器在高性能、中高电压的变频调速，有源电力滤波装置和电力系统无功补偿等领域有着广泛的应用。
但是，这种变换器采用两个电容串联来产生三个电平，由于开关器件本身特性的不一致和变换器能量转换时中点电位参与能量的传输，因此，会产生两个电容电压分压不均的问题，即中点平衡问题。
如果中点电位不平衡，在交流输出侧会产生低次谐波，使逆变器的输出效率变低，同时谐波还会对电机产生脉动转矩，影响电机的调速性能；另外，逆变器某些开关管承受的电压增高，降低了系统的可靠性；最后，中点电位波动降低了直流侧电容的寿命。
图1国内外学者对三电平逆变器中点问题作了不少的研究，提出了不少的方法。
载波SPWM方法中平衡中点电位一般都是在调制波中注入适当零序分量。
文献[2]中注入三次零序分量来平衡中点电位，文献[3]中提出了一种注入零序电压的分析算法。
空间矢量方法中平衡中点电位的方法[4]归纳起来主要有以下几种：1）开环被动控制在每一个新开关周期，小矢量的P，N状态进行转换，这种方法只有在平衡负载的情况下能够较好控制中点电位，其动态调整特性不好；2）滞环型控制是目前应用最多的一种闭环控制方法，在检测每相电流方向基础之上，通过选择小矢量P，N状态使中点电位朝不平衡方向的相反方向来选择，这种方法的缺点就是电流中有1/2开关频率的纹波；3）有源控制这种方法通过控制电流的调制因子，需要检测中点电位不平衡的大小和相电流的幅度，好处就是没有1/2开关频率的纹波，但是，由于增加了其他的开关状态从而增加了开关损耗，这种方法一般没有滞环控制那么可靠。
一种基于虚拟矢量的中点钳位型三电平逆变器双模式过调制方法[发明专利]
![一种基于虚拟矢量的中点钳位型三电平逆变器双模式过调制方法[发明专利]](https://img.taocdn.com/s3/m/e9774721b42acfc789eb172ded630b1c59ee9b83.png)
专利名称：一种基于虚拟矢量的中点钳位型三电平逆变器双模式过调制方法
专利类型：发明专利
发明人：马志勋,牛海川,刘思明,黄健,林国斌
申请号：CN202111497647.6
申请日：20211209
公开号：CN114123827A
公开日：
20220301
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本发明公开了一种基于虚拟矢量的中点钳位型三电平逆变器双模式过调制方法，包括：通过虚拟矢量方法对三电平逆变器空间矢量图进行了重新划分，以此保证中点钳位型三电平逆变器的中点电压平衡和共模电压抑制，本发明利用内接多边形压缩技术，对重新划分的三电平逆变器空间电压矢量图进行压缩，保证进入过调制后中点电压的平衡以及避免三电平逆变器大电压矢量在过调制区的直接切换，通过调制度圆将空间电压矢量图划分为线性调制区、过调制Ⅰ区和过调制Ⅱ区。
根据本发明，对过调制Ⅰ区的设计能够提高过调制区逆变器的输出波形质量，在面对中点钳位型三电平逆变器做直流‑交流变换的场景，具有较高的实用价值和广阔的应用前景。
申请人：同济大学
地址：200092 上海市虹口区四平路1239号
国籍：CN
代理机构：上海邦德专利代理事务所(普通合伙)
代理人：梁剑
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基于优化虚拟矢量的三电平逆变器中点电位平衡闭环控制
基于优化虚拟矢量的三电平逆变器中点电位平衡闭环控制范波;赵伟刚;刘刚;谢冬冬【摘要】通过对二极管钳位型逆变器中点电位不平衡引起的直流侧电容电压振荡、功率器件电压应力增加及输出电压谐波等问题的分析,提出一种基于优化虚拟空间矢量的三电平逆变器中点电位平衡闭环控制方案,通过构建包含优化因子的最近三虚拟空间矢量模型合成参考空间矢量,根据中点电压实时反馈量对其进行优化,减少输出电压的谐波及失真,同时引入中点电位的不平衡量,计算出各优化虚拟空间矢量作用时间的补偿量,并利用对负载位移角的在线估计实现系统闭环控制.仿真与实验结果表明本方案具有良好的多电平逆变器中点电位平衡控制性能,有效降低了直流侧电容波动.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2015(030)004【总页数】8页(P179-186)【关键词】三电平逆变器;空间矢量脉宽调制;虚拟矢量;中点电位平衡【作者】范波;赵伟刚;刘刚;谢冬冬【作者单位】河南科技大学电子信息工程学院洛阳 471023;中信重工机械股份有限公司洛阳 471039;中信重工机械股份有限公司洛阳 471039;河南科技大学电子信息工程学院洛阳 471023;河南科技大学电子信息工程学院洛阳 471023【正文语种】中文【中图分类】TM4641 引言目前，多电平逆变器由于在电力转换方面具有诸多优点，逐渐成为一个特别活跃的研究方向[1-5]。
相较两电平而言，多电平逆变器主电路开关管承受的电压应力、输出电压的谐波失真和转换损耗均有所降低。
然而由于大量开关器件的应用，使其控制策略变得更复杂。
在多电平逆变器的诸多拓扑结构中，二极管中点钳位型（Neutral Point Clamped，NPC）三电平逆变器由于结构简单、输出波形质量高，得到了国内外学者的青睐[6-11]。
但其存在直流侧电容电压的低频振荡，进而会增加开关管承受的电压应力，并会在输出电压中包含低频谐波。
国内外学者针对这些问题做了许多研究工作。
一种基于虚拟空间矢量的三电平NPC变换器中点电位平衡控制方法
一种基于虚拟空间矢量的三电平NPC变换器中点电位平衡控制方法李晟;王辉;柏睿【摘要】为了解决中点箝位式(NPC)的三电平变换器拓扑结构容易导致直流侧中点电位不平衡和传统虚拟空间矢量脉宽调制(VSVPWM)在大调制比的情况下无法维持中点电位平衡的问题,在虚拟空间矢量脉宽调制的基础上,对虚拟零矢量、虚拟长矢量和虚拟中矢量进行了进一步的研究后,对这三个虚拟电压矢量的定义进行了改进,得到了一种改进的控制方法,使在高调制比下依然可以控制中点电位的平衡.从而与传统虚拟空间矢量脉宽调制方法相比,改进后的虚拟空间矢量脉宽调制方法让可控范围变大,整体的控制效果更好.最后进行了仿真,其结果证实了该控制方法在大调制比的情况下可以维持直流侧中点电位的平衡.【期刊名称】《电力学报》【年(卷),期】2019(034)002【总页数】8页(P150-157)【关键词】三电平中点箝位型变换器;中点电位平衡;虚拟空间矢量脉宽调制;电压矢量【作者】李晟;王辉;柏睿【作者单位】三峡大学电气与新能源学院,湖北宜昌443002;三峡大学电气与新能源学院,湖北宜昌443002;三峡大学电气与新能源学院,湖北宜昌443002【正文语种】中文【中图分类】TM460 引言多电平变换器因为其输出谐波少，单个开关管所受电压低等优点，成为了现在电力中、高压领域的研究热点。
其中研究的较多的是三电平中点箝位型(Neutral Point Clamped，NPC)变换器[1]，因为三电平NPC变换器与目前工业上运用较多的其他两种拓扑形式——有源钳位型和T型相比，三电平NPC型的变换器制作成本更低，变换器的体积更小[2]。
但三电平NPC变换器由于其自身拓扑的原因，会有上下电容中点电位不平衡的问题，中点电位不平衡会造成一系列危害，如缩短器件的使用时间，功率开关器件被击穿，输出的谐波增加，电压发生畸变等。
因为这一原因，全世界很多的研究人员提出了不少不同的控制中点电位平衡的方法。
三电平逆变器空间矢量调制及中点电压控制
三电平逆变器空间矢量调制及中点电压控制王兆宇;艾芊【摘要】基于多电平逆变器的中性点电位不平衡问题的研究,对现有的虚拟矢量合成算法进行改进,提出了一种新的分区判断及矢量合成算法.该算法充分利用了新的合成矢量对中性点电压波动的平衡作用,采用十段式对称模式进行调制,有明显的谐波抑制及控制优势,调整小矢量对的作用时间,理论上可以做到最大程度地消除中性点电压的偏移.基于该算法的PSCAD/EMTDC仿真以及实验结果证明其简便易行,有利于计算机数字化实现.%A new algorithm of partition judging and vector composition is proposed, which is based on the study of neutral point potential imbalance of multi-level inverter and the improvement of existing method of virtual vector synthesis. The algorithm takes full advantage of the new synthetic vector's control effect of neutral point potential fluctuation) modulates in ten-stage centered mode, and shows superior performance for the harmonic suppression and the balance control, which can minimize the neutral point potential migration by adjusting small-vector pairs' action time. The convenience and feasibility of the approach has been verified by PSCAD/EMTDC simulation and experimental results, which is good for digital computer realization.【期刊名称】《电力系统保护与控制》【年(卷),期】2011(039)020【总页数】6页(P131-136)【关键词】空间矢量调制;中性点电压控制;矢量合成【作者】王兆宇;艾芊【作者单位】上海交通大学电气工程系,上海200240;上海交通大学电气工程系,上海200240【正文语种】中文【中图分类】TM7140 引言随着基于可关断电力电子器件的柔性输配电装置及高压变频设备的快速发展，多电平变换器及相关技术日益成为研究的热点及难点[1-5]。
基于动态调整小矢量选择方式的三电平变换器中点电压平衡控制
第46卷第1期燕山大学学报Vol.46No.12022年1月Journal of Yanshan UniversityJan.2022㊀㊀文章编号:1007-791X (2022)01-0073-09基于动态调整小矢量选择方式的三电平变换器中点电压平衡控制赵红雁1,刘㊀明2,李㊀艳1,∗,林㊀飞1,张纯江2(1.北京交通大学电气工程学院,北京100044;2.燕山大学电气工程学院,河北秦皇岛066004)㊀㊀收稿日期:2020-11-29㊀㊀㊀责任编辑:孙峰基金项目:国家自然科学基金资助项目(51877007)㊀㊀作者简介:∗赵红雁(1988-),男,河北南宫人,博士,主要研究方向为电力电子与电力传动㊁变换器控制等;∗通信作者:李艳(1977-),女,黑龙江牡丹江人,博士,教授,博士生导师,主要研究方向为高频开关电源㊁光伏并网逆变器及第三代宽禁带器件应用,Email:liyan@㊂摘㊀要:直流侧中点电压不平衡是三电平变换器中的常见问题之一,中点电压不平衡将导致直流侧两个串联均压电容和桥臂功率开关的电压应力不均衡,甚至会造成二者过压损坏;同时也会使得交流电流中谐波成分增加㊁总谐波畸变率增大㊂传统中点电压平衡控制方法的控制策略复杂,动态响应速度慢,影响了三电平变换器在对直流侧中点电压平衡度要求高的场合的应用,本文以三相VIENNA 电路为例,对该问题展开研究,通过分析VIENNA 电路中小矢量对中点电压波动的作用与影响,提出了一种基于动态调整小矢量选择方式的控制策略㊂通过判断中点电压的波动情况动态选择不同的小矢量对电路进行作用,完成对中点电压的实时调整和控制㊂最后,利用仿真和硬件平台,把所提出的方法与传统的零序电压注入法做了比较分析和验证,验证了该方法的可行性和具有的优势㊂关键词:中点电压;平衡控制;三电平变换器;VIENNA 电路;小矢量中图分类号:TM401㊀㊀文献标识码:A㊀㊀DOI :10.3969/j.issn.1007-791X.2022.01.0090 引言三电平变换器的中点电压(Neutral PointVoltage,NPV)不平衡是指直流母线两个串联电容上的电压值不相等㊂导致该问题的因素包括但不限于[1-3]:三相参数(电压㊁电感㊁功率开关等)不平衡或不一致;两串联电容的负载电阻值不相等或容值不一样;直流侧中点电流含有低频谐波等㊂NPV 不平衡会导致主功率器件和串联电容上承受的电压应力不均,易导致器件损坏[4-6];会使电流中谐波成分增加,电流质量下降;另外,有可能导致三电平特性退化㊂很多学者对NPV 问题展开了研究,提出了多种方法,整体上能够归为两类:硬件方法[7-9]和软件方法[4,10-16]㊂硬件方法一般仅在三电平逆变器场合应用,通过直流电源替换直流母线的电容实现[7]㊂另外还能够通过添加硬件电路的方式控制或调整流入直流侧中点的电流[8-9]进而控制NPV㊂综合来讲,硬件方法灵活性差㊁成本较高㊁对不同类型的NPV 不平衡问题的控制效果差异较大,良莠不齐㊂软件方法实现对NPV 的控制具有灵活性高㊁成本低的优点,被更多地采用㊂文献[10-11]介绍了基于零序电压注入的NPV 控制方法,其通过提前预测直流侧两电容上的电压差值变化的方式来控制NPV 偏差快速减小,但其控制精度较差,系统不同运行状态下控制效果不一㊂文献[12]提出一种基于VSVPWM 的NPV 控制方法,其与基于传统基于SVPWM 方法的控制方法相比,开关切换频次增加,导致效率降低㊂文献[14]给出一种向中点电流中叠加三倍频谐波分量的控制器,该控制器能够在全功率因数范围内控制NPV 平衡,但其不足之处在于控制器的输入量为三倍频的交流分量,导致控制器的设计过程复杂且困难㊂文献[15]中介绍了一种混合空间矢量调制方法,该. All Rights Reserved.74㊀燕山大学学报2022方法利用七段分区的方式实现,其与传统基于空间矢量的调制方法相比,开关切换次数增加㊁损耗较大㊂综上分析,各种利用软件方法实现的NPV 控制方法,均能够在一定条件下实现对NPV的平衡控制,但也各有不足之处㊂因此,研究一种实现过程灵活简单㊁调整速度快精度高且对系统三相电流质量影响小的NPV控制方法仍然是有必要和有意义的㊂本文针对三相VIENNA电路NPV控制展开研究㊂通过分析VIENNA电路中小矢量对NPV作用与影响,提出一种通过动态调整小矢量选择方式的NPV控制策略㊂其通过判断NPV的波动情况来动态选择合适的小矢量对其进行实时调整㊂利用仿真和实验的方式,把所提出的方法与传统基于PI调节器的零序电压注入(Zero Sequence Voltage Injection,ZSV-J)法[17]进行了比较分析,证明了所提出方法的可行性和具有的优势㊂1㊀中点电压不平衡问题分析1.1㊀中点电压不平衡产生的原因VIENNA电路拓扑如图1所示㊂图1㊀VIENNA电路拓扑Fig.1㊀Topology of VIENNA circuit㊀㊀图1右半部分虚线框内为VIENNA电路直流部分,本文要分析的中点电压问题即在直流侧㊂以直流侧的中点N为电压参考点,定义流入点N 的电流为i N;流过C1和C2的电流分别为i C1和i C2;两电容C1㊁C2容值相等,即C1=C2=C;直流母线电压定义为v dc,两电容电压分别定义为v dc1和v dc2,由电流对电容的充电过程理论可知:v dc1=1Cʏt0i C1d t+v dc1_0v dc2=1Cʏt0i C2d t+v dc2_0ìîíïïïï,(1)式中,v dc1_0,v dc2_0分别为C1和C2的零时刻电压㊂依据基尔霍夫电流定律(Kirchhoffs Current Law,KCL),能够得出:i N=i C2-i C1㊂(2)由式(1)和(2)可得NPV偏移量Δv dc为Δv dc=v dc1-v dc2=1CʏT s0(i C1-i C2)d t=-1CʏT s0i N d t㊂(3)由式(3)知,导致NPV不平衡的根本原因为i N在一个控制周期T s内的积分值不为零,进而导致电容C1与C2的充放电压不相等㊂因此,在NPV发生偏移时,通过调整i N的流向或大小即可对NPV产生作用,使NPV再次保持平衡㊂定义三相交流电流i n(n=a,b,c)和三相电压e n,如图1中所示,以流出三相电压e n的方向为i n 的正方向㊂同时定义三相开关函数s n,s n满足: s n=1第n相桥臂开关S n开通0第n相桥臂开关S n关断{㊂(4)由图1中可见,只有当三相中的某相或多相开关S n开通,即对应的开关函数s n=1时,中点电流i N所对应的支路才有电流流过,i N才不为零,如果三相开关均关断,即对应的三相开关函数均满足s n=0时,中点电流i N所对应的支路无电流流过,i N的值亦为零㊂因此,VIENNA电路直流侧中点电流i N的值取决于三相开关s n和三相电流i n,即满足:i N=s a i a+s b i b+s c i c㊂(5)因此,由式(5)可见在NPV不平衡时,可选择不同电压矢量,即不同的三相开关状态组合来调整NPV,使其重新平衡㊂1.2㊀不同电压矢量对中点电压的影响由图1可知,某相开关S n开通和关断,电流会有不同的流通路径,具体则为路径n-Po,n-N或n-Pe㊂为了便于分析,在此定义另一个关于开关S n 的函数SW n,即SW n=O㊀S n开通,s n=1,电流流通n-N路径P㊀S n关断,s n=0,i n>0,电流流通n-Po路径N㊀S n关断,s n=0,i n<0,电流流通n-Ne路径ìîíïïïï㊂(6). All Rights Reserved.第1期赵红雁等㊀于动态调整小矢量选择方式的三电平变换器中点电压平衡控制75㊀㊀㊀根据三相开关S n的不同开关状态和电流的流通路径,可得出VIENNA电路共有25个电压矢量,整体可以分为四大类:零矢量㊁大矢量㊁中矢量和小矢量㊂其中,小矢量又包括正小矢量和负小矢量㊂表1给出了不同类型矢量所对应的中点电流i N㊂表1㊀不同类型矢量所对应的中点电流i NTab.1㊀Corresponding i N of different vectors零矢量i N 大矢量i N中矢量i N正小矢量i N负小矢量i NOOO0PNNPPNNPNNPPNNPPNPOPN i a ONN i a POO-i aPON i b POP i b ONO-i bNPO i c NNO i c OOP-i cONP i a OPP i a NOO-i aNOP i b NON i b OPO-i bPNO i c PPO i c OON-i c㊀㊀在此利用电流流入或流出直流侧中点N的方式表示不同类型的电压矢量对i N方向产生的影响,令流入中点N的方向为正方向,流出中点N的方向为负方向㊂由表1可见,零矢量和大矢量所对应的中点电流i N均为0,表明零矢量和大矢量对NPV不产生任何影响,因此也不能用零矢量和大矢量对NPV进行调整或者控制;中矢量所对应的中点电流i N不为零,表明中矢量会对NPV产生影响,但由于不同的中矢量对NPV产生的影响不同,且无明显的规律可循,因此不适合于利用中矢量对NPV进行调整或控制;同样,正小矢量和负小矢量所对应的中点电流i N亦不为零,因此不同的小矢量也会对NPV产生影响㊂由表1中可见正小矢量和负小矢量是成对出现的,且成对出现的正负小矢量对中点电压的作用效果正好相反,因此可根据正负小矢量的该特点,通过调整正负小矢量的选择方式或工作时间达到对NPV进行调整或控制的目的㊂2㊀动态调整小矢量选择方式的中点电压平衡控制策略2.1㊀基本原理由表1知,正负小矢量对NPV的作用正好相反㊂因此,根据NPV波动方向及幅度,通过动态调整小矢量选择方式即可对NPV进行控制㊂在三电平变换器控制中,通常把一个工频周期等分为6段,每段60度区间,同时利用三电平矢量和两电平矢量间的对应关系,在每个60度区间将三电平矢量对应为一个两电平矢量分布,在此区间内将三电平变换器等效为三相两电平变换器进行控制[18]㊂此过程中,成对的小矢量恰好对应三相两电平变换器的零矢量,如图2所示㊂图2㊀三电平小矢量到两电平零矢量的等效过程Fig.2㊀Equivalent process from three-level small voltage vector to two-level zero voltage vector㊀㊀两电平零矢量V0包含两个,为V00[000]和V07[111]㊂如果控制逻辑确定要执行零矢量,则下一步还要在两个零矢量间做出选择㊂通常,为减少各桥臂开关状态切换频次及电流THD,在对两个零矢量进行选择时,一般会根据 最小开关切换次数 的原则实施,即根据上一控制周期各相的开关状态,在本周期对两个零矢量做出二选一选择时,确保仅有其中一相的开关状态发生变化㊂ 最小开关切换次数 原则通过下式实现:s a=s b=s c=(sᶄa||sᶄb)&&(sᶄb||sᶄc)&&(sᶄc||sᶄa),(7)式中,sᶄn,s n分别为控制过程中上一个周期和本周期各相的开关状态㊂通过分析,利用VIENNA电路小矢量对NPV 控制的过程可以等效为在每个60度区间(对应两电平矢量分布)内选择性控制两个零矢量工作时间的过程㊂因此,提出一种基于动态调整小矢量选择方式的NPV控制方法㊂通过判断NPV是否在允许的波动范围内来决定是否需对其进行控制,并根据其波动方向来选择合适矢量进行控制㊂定义NPV允许的波动范围[Δv dc-,Δv dc+],并根据该波动范围的限制来定义变量k:k=0㊀㊀Δv dc-<Δv dc<Δv dc+1Δv dc>Δv dc+-1Δv dc<Δv dc-ìîíïïïï,(8). All Rights Reserved.76㊀燕山大学学报2022式中,k 为判断NPV 是否超出波动范围的变量㊂符号变量k 的获得方法如图3所示㊂图3㊀符号变量k 的获得方法Fig.3㊀Acquisition method of the symbolic variable k㊀㊀由图3可见,当NPV 超出规定允许的最小波动范围之后,k 分别取值0或1,k 取值0或1维持的时间是和NPV 超出最小波动范围的幅度和时间有关系的,只要NPV 超出了最小波动范围,k 的值即维持0或1,直到控制策略将NPV 调整回规定允许的最小波动范围之内为止,该维持时间为控制周期T s 的整数倍㊂进一步,结合k 再定义两个变量k 1和k 2,表2中给出了k 与k 1㊁k 2之间的关系㊂表2㊀NPV 平衡控制需求判断规则表Tab.2㊀Judgment rule of NPV control requirements类别NPV 控制需求k k 1k 2Δv dc -<Δv dc <-Δv dc +不需NPV 控制010Δv dc >Δv dc +需要NPV 控制101Δv dc <Δv dc -需要NPV 控制-1㊀㊀由表2中定义可知,k =0表示NPV 没有超出规定的最小波动范围,该情况下分别令k 1=1㊁k 2=0,即不需要加入NPV 控制功能㊂而k =-1或k =1表示NPV 超出规定允许的最小波动范围,该情况下令k 1=0,即需要加入NPV 控制功能㊂当k 1=0时,k 2分别被定义为0和1,k 2则用来确定最终选择V 00[000]和V 07[111]中的哪一个㊂如果k 2=1,表示NPV 发生偏移且Δv dc >Δv dc +,则选择V 07[111];相反,如果k 2=0,表示NPV 发生偏移且Δv dc <Δv dc -,则选择V 00[000]㊂因此,为对VIENNA 电路的NPV 进行控制,可以通过调整或控制其自身的六对小矢量,也就是其在两电平矢量分布中所对应的两个零矢量来实现㊂具体可以通过下式在VIENNA 电路所对应的每个60度等分区间内来完成对其NPV 的控制过程:s a =s b =s c =[(sᶄa ||sᶄb )&&(sᶄb ||sᶄc )&&(sᶄc ||sᶄa )]&&k 1||k 2,(9)式中,[(sᶄa ||sᶄb )&&(sᶄb ||sᶄc )&&(sᶄc ||sᶄa )]即为式(7);k 1为用来确定有无必要加入NPV 控制的变量;k 2为在有必要加入NPV 控制时,决定最终选择V 00[000]和V 07[111]中的哪一个的变量㊂2.2㊀不同调制度下的适用性三相变换器调制度M 一般为调制波幅值和载波幅值的比值㊂而通过计算可知M 的值也等于三相相电压幅值与直流母线电压值比值的2倍,即M =V m _amp V c _amp=E n _amp V dc /2,(10)式中,V m _amp 为调制波幅值,V c _amp 为载波幅值,E n _amp 为三相相电压幅值,V dc 为直流母线电压v dc 的幅值㊂一般情况下,调制度满足0<M <1,特殊条件下会出现过调制(M >1)的情况㊂调制度过大或过小,对开关模式或电压矢量的选择产生影响㊂本文所提出的中点电压控制方法是整个电路电流和电压控制方法之外的辅助性控制方法,专门针对中点电压控制进行设计,主要是通过调整两个零矢量V 00[000]和V 07[111]的选择方式来进行,是对电路整个控制系统的补充㊂针对不同的调制度情况,本文所提出的中点电压控制方法,并非按照整个电路控制系统的控制算法所选择的零矢量对电路进行直接控制,而是会根据中点电压的偏移情况对两个零矢量的选择进行调整㊂比如,调制度很低时,零矢量V 00[000]出现的情况远大于V 07[111]出现的情况;而调制度较高时,零矢量V 07[111]出现的情况远大于V 00[000]出现的情况㊂但根据本文的中点电压控制方法的原理,无论整个电路的控制系统对两个零矢量的选择情况如何,都会根据中点电压的偏移情况,针对性地对V 00[000]和V 07[111]进行重新选择分配和调整,而并非直接按照调制波与载波比较得出的两个零矢量的分配情况对电路进行控制㊂因此,本文提出的中点电压控制方法不受调制度大小的影响㊂. All Rights Reserved.第1期赵红雁等㊀于动态调整小矢量选择方式的三电平变换器中点电压平衡控制77㊀3㊀仿真与实验验证利用VIENNA电路验证平台,通过仿真和实验的方式,把所提出的基于动态调整小矢量选择方式的中点电压平衡控制方法与传统的基于PI 调节器的ZSV-J法做了对比仿真和实验验证,并对结果进行了分析㊂VIENNA电路平台参数:三相电压为三相380 VAC/50Hz的电压经过变比为2ʒ1的工频隔离变压器所得,因此e n:190VAC/50Hz;交流电流峰值参考设定值:21.4A;直流电压v dc设定值: 400VDC;滤波电感Lʒ4mH;直流均压电容C1和C2:4700μF㊂验证时,NPV不平衡现象利用直流侧中点N 上下两个负载的阻值不相等来实现㊂其中,两负载相等时:R1=R2=16Ω;不相等时:R1=20Ω和R2=12Ω㊂3.1㊀仿真验证图4为VIENNA电路直流侧负载电阻R1和R2由相等到不相等切换过程的仿真波形㊂在0.20s时刻,完成两负载电阻由相等到不相等的切换㊂图4(a)为没有采用任何NPV控制方法时的相关仿真波形,图4(b)和图4(c)分别为采用ZSV-J法和本文所提出的动态调整小矢量选择方式的控制方法的相关仿真波形㊂由图4(a)可见,两负载阻值相等时,v dc1和v dc2的值相等,当两负载阻值切换为不相等后, NPV出现偏移,v dc波动增大,谐波含量亦增多㊂通过图4(b)和图4(c)比较,在负载突切为不相等时,两种方法通过控制过程都可以让NPV再次保持平衡,且提出的动态调整小矢量选择方式的控制方法比ZSV-J法响应更快,NPV波动也更小㊂虽然ZSV-J法也能够利用调慢PI调节器的方法使其NPV波动程度达到甚或小于所提出的方法,但其是以牺牲响应速度为代价的;同样,ZSV-J法也能够利用调快PI调节器的方式使其调整速度达到至超过所提出的方法,但其牺牲了控制效果, NPV波动会变得更大㊂因而,无论在控制效果的角度或调整速度的角度来分析,本文提出的基于动态调整小矢量选择方式的控制方法相比于ZSV-J法都表现得更为优秀㊂图4㊀两负载由相等到不相等过程中两种方法对比Fig.4㊀Performance comparison of the two methods when the loads jump from equal to unequal. All Rights Reserved.78㊀燕山大学学报2022㊀㊀图5至图8分别为不同控制方式下进行的仿真中a 相电流i a 的傅里叶分析㊂图5为NPV 平衡时i a 的傅里叶分析;图6为NPV 不平衡时i a 的傅里叶分析;图7为利用ZSV-J 法对NPV 进行控制时i a 的傅里叶分析;图8为利用动态调整小矢量选择方式对NPV 进行控制时i a 的傅里叶分析㊂图5㊀NPV 平衡时i a 的傅里叶分析Fig.5㊀Fourier analysis of i a when NPV is balanced㊀㊀从图5见,当VIENNA 电路直流侧两负载阻值相等时NPV 保持平衡,此时i a 的THD 值约为2.06%,而且电流中直流谐波含量几乎为0㊂而如图6中所示,当直流侧两负载阻值变为不相等且没有采取任何NPV 控制方法时,i a 的THD 可达3.36%,同时i a 中的直流成分含量为0.4%左右㊂由图7可见,采用ZSV-J 法达到NPV 平衡后,i a 的THD 值约为3.03%,不过直流谐波含量达到了约0.8%㊂因为ZSV-J 法控制NPV 的原理是利用PI控制器的输出量叠加到控制系统的调制波上,而该输出量在不考虑谐波成分时为一直流量,其将被引入到电流控制回路,导致电流中直流谐波增加,图7也验证了该结论㊂图8的仿真结果可见,当采用动态调整小矢量选择方式对NPV 进行控制时,i a 的THD 值约为2.43%,直流谐波含量约为0.1%,该值低于采用ZSV-J 法时的情况㊂通过以上分析可知,虽然本文提出的方法可有效控制NPV 平衡且直流成分含量和电流THD 都较低,但与NPV 本就平衡时相比仍然稍高㊂因此本文提出的方法为控制NPV 平衡,某种程度上也降低了电流质量,这在理论上也是必然的㊂图6㊀NPV 不平衡时i a 傅里叶分析Fig.6㊀Fourier analysis of i a when NPV isunbalanced图7㊀采用ZSV-J 法时i a 的傅里叶分析Fig.7㊀Fourier analysis of i a when ZSV-J is adopted. All Rights Reserved.第1期赵红雁等㊀于动态调整小矢量选择方式的三电平变换器中点电压平衡控制79㊀图8㊀采用动态调整小矢量选择方式时i a的傅里叶分析Fig.8㊀Fourier analysis of i a when NPV is controlled with theproposed NPV control method3.2㊀实验验证为了对本文所提出NPV控制方法进行验证并与传统的ZSV-J法进行比较分析,在此基于VIENNA电路硬件平台进行了相关实验㊂图9为分别采用两种控制方法前提下VIENNA电路直流侧两负载电阻值由相等到不相等的切换过程中的实验结果㊂图9(a)为没有采用任何方法对NPV进行控制时的波形,图9(b)和图9(c)则分别为采用了ZSV-J法和本文所提出的方法对NPV进行控制时的波形㊂由图9(a)可见,当直流侧两负载电阻值相等时,即使不对NPV进行控制,直流侧两电容电压v dc1和v dc2也可以保持均压相等㊂但是,当直流侧两负载电阻值突变为不相等后,NPV发生偏移,同时直流电压v dc的波动增大,谐波成分含量也增多,这与仿真结果相同㊂由图9(b)和图9(c)的对比可见,在直流侧两负载电阻突切为不相等时,两种方法通过控制过程都可以让NPV再次保持平衡,且提出的动态调整小矢量选择方式的控制方法比ZSV-J法的响应更快,NPV波动也更小㊂该结论与仿真验证的结论一致㊂图9㊀两负载由相等到不相等过程中两种方法性能对比Fig.9㊀Performance comparisons of the two methods when the loads jump form equal to unequal㊀㊀图10为在实验开始阶段直流侧两负载电阻值即不相等(即NPV在实验开始时就发生偏移),在实验过程中分别加入两种NPV控制方法的对比㊂图10(a)和图10(b)为分别加入ZSV-J法和本文所提出的方法后两电容电压的实验波形㊂㊀㊀通过图10(a)和图10(b)的对比分析可得,无论是NPV调整平衡的响应速度还是控制效果,本文提出的基于动态调整小矢量选择方式的控制方法均优于ZSV-J法,证明了所提出方法的可行性及具有的优势㊂. All Rights Reserved.80㊀燕山大学学报2022图10㊀两负载不相等时分别加入两种控制方法性能对比Fig.10㊀Performance comparisons of the two NPVcontrol methods when the two loads are unequal4 结论本文以VIENNA电路为例,对三电平变换器的中点电压控制策略进行了分析研究㊂文中总结了导致中点电压发生波动和偏移的相关因素,分析了不同矢量在控制过程中对中点电压的作用效果,在此基础上提出了一种能够动态调整小矢量选择方式的中点电压控制方法㊂其通过判断中点电压的波动情况,来动态选择不同小矢量对中点电压进行实时调整㊂最后,通过仿真和实验的方式,把所提出的方法与传统的零序电压注入法做了比较分析,证明了其可行性和具有的优势㊂总结来看,本文提出的方法具有简单方便㊁动态响应快㊁控制效果好㊁对交流电流影响小等优点,在VIENNA电路以及其他三电平电路的中点电压控制过程中具有很好的应用前景㊂参考文献1AWAL M A BIPU M R H MOBTES O A et al.Capacitor voltage balancing for neutral point clamped dual active bridge converters J .IEEE Transactions on Power Electronics 202035 10 11267-11276.2PENG H W YUAN Z ZHAO X C et al.Improved space vector modulation for neutral-point balancing control in hybrid-switch-based T-type neutral-point-clamped inverters with loss and common-mode voltage reduction J .CPSS Transactions on Power Electronics and Applications 2019 4 4 328-338.3杨道宽王久和李建国.不平衡电网下Vienna整流器混合无源控制研究 J .燕山大学学报2019 43 5 408-416. YANG D K WANG J H LI J G.Research on hybrid passivity based control of Vienna rectifier under unbalanced grids J . Journal of Yanshan University 2019 43 5 408-416.4ALY M MAYOEGA N LIOR A M.A simplified SVPWM method for neutral point voltage control and common mode voltage reduction in three-level qZS T-type PV inverters C//2020IEEE International Conference on Industrial Technology Buenos Aires Argentina 2020 1015-1020.5CHOI U M LEE J S LEE K B.New modulation strategy to balance the neutral-point voltage for three-level neutral-clamped inverter systems J .IEEE Transactions on Energy Conversion 2014 29 1 91-100.6CHOU U M JEONG H G LEE K B et al.Method for detecting an open-switch fault in a grid-connected NPC inverter system J . 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All Rights Reserved.第1期赵红雁等㊀于动态调整小矢量选择方式的三电平变换器中点电压平衡控制81㊀three-level neutral-point-clamped inverter with unbalanced DC-links J .IEEE Transactions on Power Electronics 2018 33 2630-2642.13刘永超黄勇李兴等.基于模糊虚拟空间矢量调制的NPC三电平逆变器中点电位平衡的研究 J .电源学报2018 16 1 61-66.LIU Y CH HUANG Y LI X et al.Research on neutral-point potential of three-level NPC inverter based on fuzzy virtual space vector modulation J .Journal of Power Supply 2018 16 1 61-66.14SHEN J SCHRODER S DURO B et al.A neutral-point balancing controller for a three-level inverter with full power-factor range and low distortion J .IEEE Transactions on Industry Applications 2013 49 1 138-148.15DO H D ANUCHIN A.An improved SVPWM strategy for three-level neutral point clamped converter capacitor voltage balancing C//202027th International Workshop on Electric Drives MPEI Department of Electric Drives90th Anniversary MoscowRussia 2020 1-6.16邵虹君.基于混合SVPWM方法的NPC三电平逆变器中点电压平衡控制 D .天津天津大学2012.SHAO H J.Neutral-point voltage balance control for NPC three-level inverter based on hybrid SVPWM strategy D .Tianjin Tianjin University 2012.17姜卫东杨柏旺黄静等.不同零序电压注入的NPC三电平逆变器中点电位平衡算法的比较 J .中国电机工程学报2013 33 33 17-25.JIANG W D YANG B W HUANG J et parisons of the neutral point voltage balancing algorithm for NPC three-level inverters based on different zero-sequence voltage injection J . Proceedings of the CSEE 2013 33 33 17-25.18ZHANG X WU X GENG X et al.An improved simplified PWM for three-level neutral point clamped inverter based on two-level common-mode voltage reduction PWM J .IEEE Transactions on Power Electronics 2020 3510 11143-11154.Neutral point voltage balancing control of three-level converterbased on dynamic adjustment of small vectors selection modeZHAO Hongyan1LIU Ming LI Yan1LIN Fei1ZHANG Chunjiang21.School of Electrical Engineering Beijing Jiaotong University Beijing100044 China2.School of Electrical Engineering Yanshan University Qinhuangdao Hebei066004 ChinaAbstract The unbalanced neutral point voltage in DC side is one of the common problems in three-level converter.Theunbalanced neutral point voltage will lead to the unbalanced voltage stress of the two series voltage-sharing capacitors and thebridge-arm power switches in DC side and even lead to overvoltage damage at the same time the harmonic component and totalharmonic distortion rate of AC current increase.The control strategy of traditional neutral point voltage balancing control method iscomplex and the dynamic response is slow which affects the application of three-level converter in the situation of requiring highneutral point voltage balancing coefficient.To study the problem three-phase VIENNA circuit is taken as an example and a controlstrategy based on dynamic adjustment of small vector selection mode is proposed.By judging the fluctuation of the neutral pointvoltage different small vectors are selected to act on the circuit dynamically to complete the real-time adjustment and control of theneutral point voltage.Finally the simulation and hardware platform are used to compare the proposed method with the traditionalzero sequence voltage injection method and the feasibility and advantages of the proposed method are verified.Keywords neutral point voltage balancing control three-level converter VIENNA circuit small vectors. All Rights Reserved.。
基于改进虚拟空间矢量调制方法的中点箝位型三电平逆变器电容电压平衡问题
基于改进虚拟空间矢量调制方法的中点箝位型三电平逆变器电容电压平衡问题申张亮;郑建勇;梅军【期刊名称】《电力自动化设备》【年(卷),期】2011(31)3【摘要】There is unbalanced area of neutral-point potential in traditional space vector PWM scheme for diode-clamped three-level inverters under different loads and modulation ratios. The virtual space vector PWM scheme,which may completely contro1 the neutral-point potential when the sum of three phase output currents reaches zero,needs lots of trigonometric function calculations and sector judgment. An improved virtual space vector PWM scheme is presented. It enlarges the space scale of virtual vector to decrease the division of small sectors,thus simplifying the calculation. Since the virtual space vector is decomposes into 60° coordinates system,the turn-on time of each arm switch in every period is obtained without sector judgment and trigonometric function calculations,completely controlling the potential balancing within the range of modulation ratio less than 2/3. The vector selection and effect time calculation are also simplified.A model of three-level diode-clamped inverter is established to verify the effectiveness of the proposed PWM scheme.%针对二极管箝位三电平逆变器在不同负载及调制比的条件下,传统的空间矢量调制方法中点电压存在不能平衡的区域.而利用虚拟空间矢量的调制方法,在输出三相电流之和为零时,即能实现对中点电压的完全控制,但需要进行大量的三角函数运算及扇区判断,增大了控制器的计算工作量和实现难度.提出一种改进的虚拟空间矢量调制方法.通过虚拟矢量空间尺度的放大.进一步减少小扇区的划分.简化计算.通过将虚拟空间矢量分解到60°坐标系,无需进行扇区判断以及大量三角函数的计算即可得到各桥臂开关管在每个开关周期内的开通时间.可在调制比≤2/3范围内实现中点电压平衡完全控制,同时在矢量选取和作用时间计算方面进行了简化.最后构建了二极管箝位三电平逆变器模型,对该方法在中点电压平衡控制上的有效性进行了验证.【总页数】6页(P79-84)【作者】申张亮;郑建勇;梅军【作者单位】东南大学,电气工程学院,江苏,南京,210096;东南大学,电气工程学院,江苏,南京,210096;东南大学,电气工程学院,江苏,南京,210096【正文语种】中文【中图分类】TM46L【相关文献】1.中点箝位式三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法的研究 [J], 刘子建;吴敏;桂武鸣2.基于中点钳位型三电平逆变器的改进型虚拟空间矢量调制策略 [J], 王志强;邓臣臣;谷鑫;夏长亮3.基于模糊虚拟空间矢量调制的NPC三电平逆变器中点电位平衡的研究 [J], 刘永超;黄勇;李兴;黄波4.基于虚拟空间矢量脉宽调制的三电平逆变器中点电位平衡控制策略 [J], 程东亮;王小鹏;朱天亮;麻文刚5.基于新型虚拟空间矢量的T型三电平逆变器中点电压平衡调制策略的研究 [J], 李昂;黄鹏霖;程善美;左安国因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。
基于VSVPWM的三电平中点电位补偿平衡控制
基于VSVPWM的三电平中点电位补偿平衡控制范波;谢冬冬;赵伟刚【摘要】针对二极管钳位型(NPC)三电平逆变器存在着中点电位不平衡的问题,通过分析中点电位的波动机理,提出一种基于虚拟空间电压矢量调制(VSVPWM)的准确补偿中点电位的控制策略,引入虚拟中矢量和电压调整系数厂,充分利用新的合成矢量对中点电位波动的平衡作用,根据中点电流的流向,对不同的正、负小矢量分配不同的调整系数;同时根据检测到的中点电位偏差,采用一种滞环控制的方法,在传统的基于k值的矢量调整控制和基于f值的准确补偿控制之间进行切换控制.仿真分析和实验结果表明,基于本方法的中点电位补偿控制策略,具有很好的中点电位平衡效果.【期刊名称】《电气传动》【年(卷),期】2014(044)007【总页数】6页(P38-43)【关键词】三电平逆变器;虚拟空间电压矢量调制;中点电位;小矢量;电压调整系数【作者】范波;谢冬冬;赵伟刚【作者单位】河南科技大学信息工程学院,河南洛阳 471003;中信重工机械股份有限公司,河南洛阳 471003;河南科技大学信息工程学院,河南洛阳 471003;中信重工机械股份有限公司,河南洛阳 471003【正文语种】中文【中图分类】TM4641 引言二极管钳位型（NPC）三电平逆变器相对于传统的两电平逆变器，其dV/dt、共模干扰比较小、输出电压更接近正弦波、等效开关频率高、谐波含量小等特点，现已在中高压大功率场合得到广泛的应用［1-2］。
NPC三电平逆变器在控制过程中存在的中点电位不平衡问题一直都是人们研究的热点问题［3］。
NPC三电平逆变器每相桥臂的输出端都通过钳位二极管连接到了直流侧的电容中点，所以在逆变器工作时会有电流流入或流出电容中点，对上下两个电容进行不等量充放电，导致中点电位的不平衡。
因此，中点电位不平衡问题是NPC三电平逆变器的固有问题［4-5］，中点不平衡会造成输出电压波形畸变，谐波含量增大；直流侧电容电位的波动降低电容的使用时间。
基于载波实现的二极管钳位型三电平逆变器虚拟空间矢量脉宽调制方法
基于载波实现的二极管钳位型三电平逆变器虚拟空间矢量脉宽调制方法姜卫东;赵德勇;胡杨;潘俊【摘要】首先介绍了二极管钳位型三电平逆变器空间矢量脉宽调制(SVPWM)和虚拟空间矢量脉宽调制(VSVPWM)原理,给出VSVPWM在第一扇区各分区的开关序列.建立包含中点电压平衡方程在内的二极管钳位型三电平逆变器的调制模型,分析VSVPWM策略与基于载波脉宽调制(CBPWM)策略的内在联系,得到基于载波调制的VSVPWM方法(CB-VSVPWM).在保持输出线电压不变的前提下,改变某一相1电平作用时间来调节由于参数及积累误差造成的中点电位的偏移.最后,实验结果验证了理论分析的正确性.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2016(031)012【总页数】8页(P153-160)【关键词】三电平;电容电压;虚拟空间矢量脉宽调制;载波脉宽调制【作者】姜卫东;赵德勇;胡杨;潘俊【作者单位】合肥工业大学电气与自动化工程学院合肥 230009;合肥工业大学电气与自动化工程学院合肥 230009;合肥工业大学电气与自动化工程学院合肥230009;安徽动力源科技有限公司宣城 242100【正文语种】中文【中图分类】TM464近年来，三电平拓扑已在大功率中高压交流电机传动、电网无功补偿和光伏并网等多个领域有着广泛应用。
与两电平拓扑结构相比，三电平变流器具有如下优点：①每个功率管承受较小的电压应力；②在开关频率相同的情况下，能大大改善输出波形；③降低了功率管开关损耗。
在所有三电平拓扑中，二极管钳位型三电平变流器的应用最为广泛[1,2]。
中点钳位（Neutral Point Clamped，NPC）三电平变流器的脉宽调制（Pulse Width Modulation, PWM）策略多数是两电平变流器调制策略的延伸，可以分为指定谐波消去PWM（SpecificHarmonic Elimination PWM，SHEPWM）和次谐波消去（Sub-Harmonic PWM, SHPWM）。