第二章传输线理论1资料
合集下载
第2章传输线理论
j z
1 2Z0
(U1
I1Z0 )e
j z
(2―2―14)
同样可以写成三角函数表达式
U (z)
U1 cos z
jZ0
sin z
I
(
z)
j
U1 Z0
sin
z
I1
cos
z
(2―2―15)
第2章 传输线理论
三、入射波和反射波的叠加 由式(2―2―5)和式(2―2―6)两式可以看出,传输线 上任意位置的复数电压和电流均有两部分组成,即有
U (z)
A1e j z
A2e j z
Ui(z) Ur(z)
I
(z)ຫໍສະໝຸດ 1 Z0A1e j z
1 Z0
A2e j z
Ii(z)
Ir(z)
(2―2―16)
第2章 传输线理论
根据复数值与瞬时值的关系,并假设A1、A2为实数, 则沿线电压的瞬时值为
u(z,t) Re[U (Z )e ji ] A1 cos(t z) A2 cos(t z)
式中v0为光速。由此可见,双线和同轴线上行波电
压和行波电流的相速度等于传输线周围介质中的光速,
它和频率无关,只决定周围介质特性参量ε,这种波称为
无色散波。
第2章 传输线理论
(三) 相波长λp
相波长λp是指同一个时刻传输线上电磁波的相位相 差2π的距离,即有
p
2
vp f
vpT
0 r
(2―3―5)
第2章 传输线理论
这种路的分析方法,又称为长线理论。事实上,“场” 的理论和“路”的理论既是紧密相关的,又是相互补充 的。有些传输线宜用“场”的理论去处理,而有些传输 线在满足一定条件下可以归结为“路”的问题来处理, 这样就可借用熟知的电路理论和现成方法,使问题的处 理大为简化。
第二章-传输线理论
第二章 传输线理论
根据传输线上的分布参数是否均匀分布,可将其分为 均匀传输线和不均匀传输线。我们可以把均匀传输线分割
成许多小的微元段dz (dz<<λ),这样每个微元段可看作集 中参数电路,用一个Γ型网络来等效。于是整个传输线可
等效成无穷多个Γ型网络的级联
第二章 传输线理论
2 - 2 无耗传输线方程及其解 一、传输线方程
即:
( ) I (z) = Ii2e jβ z + Ir2e- jβ z = Ii2 e jβ z + e- jβ z = 2Ii2 cos β z
( ) u(z,t) =
2Ui2
sin
β
z cos ω t
+
φ 2
+π
2
i(z,t) =
2
Ii2
cos β
z cos(ω t
+
φ) 2
第二章 传输线理论
=
-
Ur (z) Ir (z)
=
R0 + jωL1 G0 + jωC1
对于无耗传输线( R0 = 0, G0 = 0 ),则
Z0 =
L1 C1
对于微波传输线 ,也符合。
平行双线 同轴线 特性阻抗
在无耗或低耗情况下,传输线的特性阻抗为一实数, 它仅决定于分布参数L1和C1,与频率无关。
第二章 传输线理论
l = (2n +1) λ (n = 0,1,2,)
4
1.传输线上距负载为半波长整数倍的各点的输入阻抗等于负载阻抗;
2.距负载为四分之一波长奇数倍的各点的输入阻抗等于特性阻抗的
平方与负载阻抗的比值;
3.当Z0为实数,ZL为复数负载时,四分之一波长的传输线具有变换阻 抗性质的作用。
微波技术基础2013-第二章-传输线理论
E
H
g(z) (2.23)
又,由内外导体的边界条件,导体表面电场的切向分量 为零,有
f (z) f (z) E a,b a b 0
由此导出,Eφ=0
比较(2.22a)式两边,有 H 0
则(2.22)式简化为:
E z
jH (2.24a)
H z
jE (2.24b)
并 且E必 须 有 如 下 形 式 : h(z)
3.输入阻抗与输入导纳
输入阻抗 定义:传输线某参考面的输入阻抗定义为该参考 面上的总电压和总电流之比。,即
V (l) Zin (l ) I (l )
Zin (l )
Z0
1 1
Le Le
j2l j2l
(2.43)
Z in
Z0
ZL Z0
jZ 0 jZ L
tanl tanl
(2.44)
3.输入阻抗与输入导纳
——传输线中电路量与场量的关系
1、分析前提: ➢ 同轴线内外导体为理想导体(忽略导体损耗) ➢ 填充介质的介电常数为复数(有介质损耗) ➢ 同轴线横截面均匀,且无限长。
2、同轴线的特点: ➢ 传输TEM波,即Ez=Hz=0,传输方向为+z方
向。 ➢ 结构为角对称,即场量随角度φ无变化,即对
φ求导数为零。
第二章 传输线理论
本章要点与难点
➢ 传输线的集总元件电路模型、传输线方程的建立。 ➢ 传输线方程的解及其意义,传输线上的波是怎样
传播的。 ➢ 表征传输线特性的基本参量及其计算方法 ➢ 端接负载对传输线工作状态的影响、描述传输线
工作状态的参量及其之间的关系。 ➢ SMITH阻抗圆图的构成与应用。 ➢ 阻抗匹配的基本概念及方法。 ➢ 重要的基本概念及其相互之间的关系
H
g(z) (2.23)
又,由内外导体的边界条件,导体表面电场的切向分量 为零,有
f (z) f (z) E a,b a b 0
由此导出,Eφ=0
比较(2.22a)式两边,有 H 0
则(2.22)式简化为:
E z
jH (2.24a)
H z
jE (2.24b)
并 且E必 须 有 如 下 形 式 : h(z)
3.输入阻抗与输入导纳
输入阻抗 定义:传输线某参考面的输入阻抗定义为该参考 面上的总电压和总电流之比。,即
V (l) Zin (l ) I (l )
Zin (l )
Z0
1 1
Le Le
j2l j2l
(2.43)
Z in
Z0
ZL Z0
jZ 0 jZ L
tanl tanl
(2.44)
3.输入阻抗与输入导纳
——传输线中电路量与场量的关系
1、分析前提: ➢ 同轴线内外导体为理想导体(忽略导体损耗) ➢ 填充介质的介电常数为复数(有介质损耗) ➢ 同轴线横截面均匀,且无限长。
2、同轴线的特点: ➢ 传输TEM波,即Ez=Hz=0,传输方向为+z方
向。 ➢ 结构为角对称,即场量随角度φ无变化,即对
φ求导数为零。
第二章 传输线理论
本章要点与难点
➢ 传输线的集总元件电路模型、传输线方程的建立。 ➢ 传输线方程的解及其意义,传输线上的波是怎样
传播的。 ➢ 表征传输线特性的基本参量及其计算方法 ➢ 端接负载对传输线工作状态的影响、描述传输线
工作状态的参量及其之间的关系。 ➢ SMITH阻抗圆图的构成与应用。 ➢ 阻抗匹配的基本概念及方法。 ➢ 重要的基本概念及其相互之间的关系
第二章 传输线理论
ZG
EG
I0
+ V0 -
I
IL
+
a, β , Z0
z
V
-
VL
+ -
ZL
d
l
Z=0 d=0
1. 终端条件解
V ( z ) = A1e
−γ z
+l ) 已知
VL = A1e −γ l + A2 eγ l IL = 1 ( A1e −γ l − A2 eγ l ) Z0
传输线的电路模型
∆z
G0
G0
G00 G
图1 传输线路的等效电路图
∆z
∂v( z , t ) ∆z ∂z ∂i ( z , t ) i ( z + ∆z , t ) = i ( z , t ) + ∆z ∂z v( z + ∆z , t ) = v( z , t ) +
G0
则线元∆z上的电压、电流的变化(减小)为: ∂v( z , t ) v ( z , t ) − v ( z + ∆z , t ) = ∆z ∂z ∂i ( z , t ) ∂v( z, t ) ∂i( z, t ) − ∆z = R1∆z ⋅ i( z, t ) + L1∆z ⋅ i ( z , t ) − i ( z + ∆z , t ) = ∆z ∂z ∂z ∂z 应用基尔霍夫定律,得
dV ( z ) = −( R1 + jω L1 ) I ( z ) = − Z1 I ( z ) dz dI ( z ) = −(G1 + jωC1 )V ( z ) = −Y1V ( z ) dz
Z1 = R1 + jω L1 Y1 = G1 + jωC1
第二章 传输线理论总结
当Z0为实数时,电压入射波与电流入射波的相位 相同;电压反射波与电流反射波相位相反。
三、 传输线的特性参数
1、特性阻抗Z0
将传输线上导行波的电压与电流之比定义为传输线的 特性阻抗, 用Z0来表示, 其倒数称为特性导纳, 用Y0来表
示。
由定义得 Z 0
R1 jL1 G1 jC1
可见特性阻抗Z0通常是个复数, 且与工作频率有关。 它由传输 线自身分布参数决定而与负载及信源无关, 故称为特性阻抗。
或者
二、传输线方程
2. 时谐均匀传输线方程
a. 时谐传输线方程
对于时谐电压和电流, 可用复振幅表示为 v(z, t)=Re[V(z)e jωt] i(z, t)=Re[I(z)e jωt] 将上式代入(2.1-1)式, 即得时谐传输线方程:
dV ( z ) ( R1 jL1 ) I ( z ) Z1 I ( z ) dz (2.1-3) dI ( z ) (G1 jC1 )V ( z ) Y1V ( z ) dz Z1 R1 jL1 传输线单位长度的串联阻抗 式中 传输线单位长度的并联导纳 Y1 G1 jC1
(2.1-11)
二、传输线方程
2. 时谐均匀传输线方程
c. 电压、电流的定解
V (d ) VL chd I L Z 0 shd VL I (d ) shd I L chd Z0
写成矩阵形式:
(2.1-12)
chd V (d ) I (d ) shd Z0
无耗线 j L1C1
低耗线
0, L1C1
(2.1-22)
R1 G1Z 0 c d 2Z 0 2
(2.1-23)
传输线理论
u(z,t) → U (z) i(z,t) → I(z)
∂ → jω, ∂ → d
∂t
∂z dz
∂2 → ( jω )2 = −ω 2
∂t 2
⎧ ⎪⎪ ⎨ ⎪ ⎪⎩
∂u ∂z ∂i ∂z
= =
− R0 −G0
⋅
i
−
L0
⋅
∂i ∂t
⋅
u
−
C0dz
`
C0dz
G0dz
dz
z
z + dz
dz
,
t
)
dz → 0
⎧ ⎪⎪ ⎨ ⎪ ⎪⎩
∂u(z,
∂z
t
)
=
− R0
∂i(z,
∂z
t
)
=
−G0
⋅ i(z, t ) ⋅ u(z, t )
− −
L0 C0
⋅ ⋅
∂i(z, t
∂t
∂u(z,
∂t
)
t
)
称为时域传输线方程或电报方程
时域 → 频域
[ ] ⎪⎧u(z,t) = Re U (z)e jωt [ ] ⎪⎩⎨i(z,t) = Re I(z)e jωt
输送市电的电力传输线(f=50Hz, λ = 6000 km),长达6千 米, l /λ=0.001,为短线;对远距离电力传输线,线路可 能长达几百或几千千米时,则又应视为长线。
在微波技术中,所讨论的传输线都属于长线范畴。
长线和短线有何不同?
l < 0.05λ
“短线”是集总参数电路结构 l ≥ 0.05λ
u(z,t) → U (z), i(z,t) → I(z),∂ → jω, ∂ → d
∂t
《传输线理论》课件
阻抗特性
传输线的阻抗决定信号的 匹配和功率传递效率,常 见的阻抗包括50欧姆和75 欧姆。
传输线上的信号传输
传输线上的信号反射和干扰是常见问题,可通过消除信号反射和合理终止传输线来解决。 消除信号反射的方法包括使用终端电阻、滤波器和匹配网络。
传输线的调谐
传输线的等效电路 模型
传输线可用电路模型表示, 包括传输线的电感、电容和 电阻。
传输线用于计算机网络中的局 域网和广域网等数据传输。
总结
1 传输线理论的重要性
传输线理论为电磁信号传输提供了基础理论和实践指导。
2 相关应用领域
传输线广泛应用于通信、雷达、计算机网络等领域。
3 发展趋势及未来展望
随着技术的发展,传输线将继续演进,以满足不断增长的通信需求。
什么是传输线
传输线是传输电磁信号的导体或介质,通常由金属导线、光纤或空气等构成。 传输线可分为平行线、同轴电缆、光纤等多种类型。
传输线的特性
衰减特性
传输线上信号强度随距离 递减,衰减特性决定信号 传输的距离和质量。
相位特性
传输线上的信号会因电磁 波传播速度不同而引起相 位变化,影响信号的时间 同步。
《传输线理论》PPT课件
# 传输线理论 什么是传输线?传输线的定义和分类。 传输线的特性,包括衰减特性、相位特性和阻抗特性。 如何在传输线上进行信号传输?反射与干扰,消除信号反射,传输线的终止方式。 传输线的调谐,包括等效电路模型、调谐方法和在通信系统中的应用。 传输线在通信系统、雷达系统和计算机网络中的应用。 总结传输线理论的重要性,相关应用领域,发展趋势及未来展望。
传输线的调谐方法
通过调节传输线的电性能参 数来实现传输线的谐振和优 化信号传输。
第2.1章 传输线理论
——→与低频状态完全不同。
第二章 传输线理论
传输线理论 长线理论
传输线是以TEM导模方式传 输电磁波能量。 其截面尺寸远小于线的长度, 而其轴向尺寸远比工作波长大 时,此时线上电压只沿传输线 方向变化。
一维分布参数电路理论
第二章 传输线理论
1)长线理论
传输线的电长度:传输线的几何长度 l 与其上 工作波长l的比值(l/l)。
当f =2GHz时
wLl = 2.3碬 3 / m > > Rl 10 wCl = 1.89S / m > > Gl
可忽略R和G的影响。——低耗线
第二章 传输线理论
P17表2.1-1给出了双导线、同轴线和平行板传输线的 分布参数与材料及尺寸的关系。
同轴线 a:内导体半径 b:外导体半径 m,e:填充介质 L(H/m)
①终端条件解:
边界条件: V (l ) = VL , I (l ) = I L
第二章 传输线理论
将上式代入解中: V = A e- g l + A e g l L 1 2
IL = 1 ( A1eZ0
gl
V ( z ) = A1e- g z + A2 eg z I ( z) = 1 ( A1e- g z - A2eg z ) Z0
第二章 传输线理论
2)时谐均匀传输线方程
a)时谐传输线方程 电压和电流随时间作正弦变化或时谐变化,则
电压电流的瞬时值可用复数来表示:
v ( z , t ) = V0 cos(wt + y v ( z )) = Re 轾 e jwt e jy v ( z ) = Re 轾( z )e j wt V0 V 犏 犏 臌 臌 i ( z , t ) = I 0 cos(wt + y I ( z )) = Re 轾e jwt e jy I ( z ) = Re 轾 z )e j wt I0 I( 犏 犏 臌 臌
第二章 传输线理论
a
b
b
d
a
b h( z ) ln (2.27a) a
I ( z ) H ( , z)d 2g ( z)(2.27b)
0
2
从式(2.27)消去式(2.26)中的h(z)和g(z),并代入同轴线的L、 C和G,则得到同轴线电报方程:
V ( z ) jLI ( z ) (2.28a) z I ( z ) (G jC )V ( z ) (2.28b) z
注意: 在传输线上提到的波长,往往是指的是传输线的波
导波长,它与自由空间的波长不一定相同,因此对应的相
速也不相同。
2.1.2 无耗传输线
无耗传输线,有
0
即
j j LC (2.12a)
由此可知传输线的特征阻抗有
L v Z0 Lv (2.13) C C
上式说明,只要求出传输线的单位长度电感、电容和相 速三者中的两个,就可以求出传输线的特征阻抗。
2.2.3 无耗同轴线的传播常数、特征阻抗和 功率流
由无耗传输线的条件
R0 G0
则电场和磁场的波动方程:
2 E z 2 H
2
E 0
2
z 2
2 H 0
传播常数、波阻抗和特征阻抗和功率流
LC ZW
V0 1 Z0 I 0 2
由: 可知:
V ( 0) ZL I ( 0)
负载阻抗的特性直接关系到传输线上反射波和入射波的
变化,从而影响到传输线参考面上总电压和总电流。 当端接负载等于传输线特征阻抗时,传输线上无反射。
微波技术基础
(2007版) 教材 《微波工程》第三版 (DAVID M.POZAR)
b
b
d
a
b h( z ) ln (2.27a) a
I ( z ) H ( , z)d 2g ( z)(2.27b)
0
2
从式(2.27)消去式(2.26)中的h(z)和g(z),并代入同轴线的L、 C和G,则得到同轴线电报方程:
V ( z ) jLI ( z ) (2.28a) z I ( z ) (G jC )V ( z ) (2.28b) z
注意: 在传输线上提到的波长,往往是指的是传输线的波
导波长,它与自由空间的波长不一定相同,因此对应的相
速也不相同。
2.1.2 无耗传输线
无耗传输线,有
0
即
j j LC (2.12a)
由此可知传输线的特征阻抗有
L v Z0 Lv (2.13) C C
上式说明,只要求出传输线的单位长度电感、电容和相 速三者中的两个,就可以求出传输线的特征阻抗。
2.2.3 无耗同轴线的传播常数、特征阻抗和 功率流
由无耗传输线的条件
R0 G0
则电场和磁场的波动方程:
2 E z 2 H
2
E 0
2
z 2
2 H 0
传播常数、波阻抗和特征阻抗和功率流
LC ZW
V0 1 Z0 I 0 2
由: 可知:
V ( 0) ZL I ( 0)
负载阻抗的特性直接关系到传输线上反射波和入射波的
变化,从而影响到传输线参考面上总电压和总电流。 当端接负载等于传输线特征阻抗时,传输线上无反射。
微波技术基础
(2007版) 教材 《微波工程》第三版 (DAVID M.POZAR)
第二章 传输线理论
Microwave Technique
2、低频大损耗情况(工频传输线) j R jLG jC
L R,C G
RG ,
0,
Z0
R G
传输线上不呈现波动过程,只带来一定衰减,衰减α为常数。
3、高频小损耗情况:
L R, C G
2 1
图2.1 传输线的一个长度增量(a)电压电流(b)等效电路
在1处使用KVL:
v( z ,t ) Rzi(
z
,
t
)
Lz
i
z
,
t
v(
z
z
,
t
)
0
t
在2处使用KCL:
i( z ,t ) Gzv( z z,t ) Cz vz z,t i( z z,t ) 0
(2.10)
相速
vP
f
(2.11)
Microwave Technique
电报方程解的讨论
1、一般情况:(有耗)
V ( z) V (0)ez V_ (0)ez
I ( z) V (0) ez V (0) ez
Z0
Z0
YZ j R jLG jC
引言
Microwave Technique
基本概念
长线(long line):传输线几何长度与工作波长λ可比拟,需用分布参数 电路描述。 短线(short line):传输线几何长度与工作波长λ相比可忽略不计,可 用集总参数分析。 二者分界:l/λ > 0.05 分布参数(distributed parameter):R、L、C和G 。
第2章 传输线理论 (1)
也可用矩阵形式表示 cosh( z )
Z0 sinh( z ) U L U ( z ) I ( z ) 1 sinh( z ) cosh( z ) I Z L 0
§2.3 均匀传输线的传输特性
一、均匀传输线的传输特性
第二章 均匀传输线理论
§2.1 均匀传输线
一、基本概念
传输线 引导电磁波能量向一定方向传输的传输系统
均匀传输线 截面尺寸、形状、媒质分布、材料及边界条件 均不变的导波系统。
§2.1 均匀传输线
传输线的分析方法 场的方法 从麦克斯韦方程出发,得到满足边界条件的电 场和磁场的解 路的方法 从传输线方程出发,得到满足边界条件的电压 和电流的解 路的方法,只是一种近似分析方法,在微波的 低频段能满足实际工程的需要;但在微波的高 频段,只能用场的方法来分析
A,B为待定系数,由边界条件确定
( R0 j L0 ) Z 为特性阻抗 Z0 Y (G0 jC0 )
ZY ( R0 j L0 )(G0 jC0 ) j 为传播常数
§2.2 均匀传输线方程及其解
2°解的物理意义
U ( z ) U i ( z ) U r ( z ) Ae z Be z 1 z z I ( z ) I ( z ) I ( z ) Ae Be i r Z0
§2.1 均匀传输线
2°分布参数模型 由于电流流过导线路使导线发热这表明导线本身具 有分布电阻; 由于导线间绝缘不完善而存在漏电流这表明导线间 处处有分布漏电导; 由于导线中通过电流,周围将有磁场因而导线上存 在分布电感的效应; 由于导线间有电压,导线间便有电场,于是导线间 存在分布电容的效应。 分别用R0,G0,L0,C0表示单位长度上的分布电阻,分 布漏电导,分布电感和分布电容
电磁场课件第二章传输线的基本理论
1正弦时变条件下传输线方程
令信源角频率已知 ,线上的电压、电流皆为正弦时变规律(或称为谐变),这样具有普遍性意义。
2 方程的通解
典型波动方程的解 传播常数和波阻抗
3 已知信源端电压和电流时的解
求待定系数
边界条件
解的具体形式
用到的数学公式
4 已知负载端电压和电流时的解
边界条件 求待定系数
信号各频率成分的幅值传输过程中无变化(衰减常数)。
均匀无损耗传输线无频率失真,即为无色散系统。
一般情况,衰减常数及相移常数与频率关系复杂,是色散系统。
均匀无损耗传输特性
行波,没有反射波
驻波,反射波和入射波振幅相同
混合波
相向两列行波叠加结果
3 传输线上任一位置处的输入阻抗
传输线上任一位置处的输入阻抗定义为该点电压和电流的比值。
传输线是用以传输电磁波信息和能量的各种形式的传输系统的总称。
微波传输线是用以传输微波信息和能量的各种形式的传输系统的总称,它的作用是引导电磁波沿一定方向传输, 因此又称为导波系统, 其所导引的电磁波被称为导行波。
一、传输线的概念
1
一般将截面尺寸、形状、媒质分布、材料及边界条件均不变的导波系统称为规则导波系统, 又称为均匀传输线。
考察点位置,实际上和传输线长度有关,
在线电磁波的频率,
外接负载阻抗的阻抗,
传输线的波阻抗(特征阻抗)。
输入阻抗决定因素
输入阻抗和传输线相对长度关系
四分之一波长线:阻抗变换性 二分之一波长线:阻抗不变性 是无损耗传输线的一个重要特性
例2–1 均匀无损耗传输线的波阻抗75Ω,终端接50Ω纯阻负载,求距负载端0.25λ、0.5λ位置处的输入阻抗。若信源频率分别为50MHz、100MHz,求计算输入阻抗点的具体位置。
第二章 传输线理论
Ui z Ur z R0 j L0 Z0 Ii z Ir z G0 jC0
二、特性阻抗
无耗传输线
R0 0, G0 0
L0 Z0 C0
微波传输线
R0 L0 , G0 C0
L0 Z0 C0
在无耗或低耗情况下,传输线的特性阻抗为一实 数,它仅决定于分布参数L0和C0,与频率无关。
z
式中
R0 j L0 Z0 G0 jC0
R0 j L0 G0 jC0 j
二、传输线方程的解
1.已知传输线终端电压U2和电流I2,沿线电压电流表达式
U z A1e z A2e z 1 I z A1e输线种类
TEM波传输线
TE波和TM波传输线
表面波传输线
一、传输线种类
传输线的基本要求: 能量损耗小 传输效率高 功率容量大 工作频带宽 尺寸小且均匀 常用的微波传输线: 平行双线、波导、同轴线、带状线、微带线
1长线
定义:传输线的几何尺度与线上传输电磁 波波长比值大于或接近于1。
2-2 传输线方程及其解
一、传输线方程
传输线方程是研究传输线上电压、电流变化 规律及其相互关系的方程。
dz 段传输线的等效电路
一、传输线方程
u u t , z i i t , z
u z , t dz du z, t z 微分角度 di z , t i z , t dz z
分布电感效应: 高频电流会在导体周围产生高频磁场,磁 场也是沿线分布的,这就是分布电感效应
二、特性阻抗
无耗传输线
R0 0, G0 0
L0 Z0 C0
微波传输线
R0 L0 , G0 C0
L0 Z0 C0
在无耗或低耗情况下,传输线的特性阻抗为一实 数,它仅决定于分布参数L0和C0,与频率无关。
z
式中
R0 j L0 Z0 G0 jC0
R0 j L0 G0 jC0 j
二、传输线方程的解
1.已知传输线终端电压U2和电流I2,沿线电压电流表达式
U z A1e z A2e z 1 I z A1e输线种类
TEM波传输线
TE波和TM波传输线
表面波传输线
一、传输线种类
传输线的基本要求: 能量损耗小 传输效率高 功率容量大 工作频带宽 尺寸小且均匀 常用的微波传输线: 平行双线、波导、同轴线、带状线、微带线
1长线
定义:传输线的几何尺度与线上传输电磁 波波长比值大于或接近于1。
2-2 传输线方程及其解
一、传输线方程
传输线方程是研究传输线上电压、电流变化 规律及其相互关系的方程。
dz 段传输线的等效电路
一、传输线方程
u u t , z i i t , z
u z , t dz du z, t z 微分角度 di z , t i z , t dz z
分布电感效应: 高频电流会在导体周围产生高频磁场,磁 场也是沿线分布的,这就是分布电感效应
第2章传输线理论
绝缘材料在电场作用下,由于介质电导和介质极化的滞后 效应,在其内部引起的能量损耗。也叫介质损失,简称介损。
在交变电场作用下,电介质内流过的电流相量和电压相量 之间的夹角(功率因数角Φ)的余角(δ) 简称介损角。
介质损耗角正切值,简称介损角正切。介质损耗因数的定 义如下:
介 质 损 耗 因 数 ( t g ) = 被 被 测 测 试 试 品 品 的 的 无 有 功 功 功 功 率 率 Q P 1 0 0 %
第2章 传输线理论
2.3 传输线基本理论
频率的提高意味着波长的减少,当波长可以与分立元件 的几何尺寸相比拟的时候,电压和电流不再保持空间的不 变,这时必须把它看作空间传输的波。
基尔霍夫电压和电流定律都没有考虑到电压和电流的空 间变化。
本章主要概述由集总电路向分布电路表示法过渡的物理 前提。
第2章 传输线理论
低频时,电容器可以看成平行板结构
CdA0r
A d
A是极板面积,d表示极板间距离,ε=ε0εr为极板填充介质的 介电常数。
理想状态下,极板间介质中没有电流。
在射频/微波频率下,在介质内部存在传导电流,因此存 在传导电流引起的损耗;
介质中的带电粒子具有一定的质量 和惯性,在电磁场的作用下,很难随之同步振荡,在时间上有 滞后现象,也会引起对能量的损耗。
1 02
1
Z
Ge jC
1 01
实际电容
| Z | /,
1 00
Ge
d A
d
d
A
t ans
1 0- 1
C
t ans
1
0-
2
1 08
理想电容
1 09 f / Hz
1 01 0
1 01 1
在交变电场作用下,电介质内流过的电流相量和电压相量 之间的夹角(功率因数角Φ)的余角(δ) 简称介损角。
介质损耗角正切值,简称介损角正切。介质损耗因数的定 义如下:
介 质 损 耗 因 数 ( t g ) = 被 被 测 测 试 试 品 品 的 的 无 有 功 功 功 功 率 率 Q P 1 0 0 %
第2章 传输线理论
2.3 传输线基本理论
频率的提高意味着波长的减少,当波长可以与分立元件 的几何尺寸相比拟的时候,电压和电流不再保持空间的不 变,这时必须把它看作空间传输的波。
基尔霍夫电压和电流定律都没有考虑到电压和电流的空 间变化。
本章主要概述由集总电路向分布电路表示法过渡的物理 前提。
第2章 传输线理论
低频时,电容器可以看成平行板结构
CdA0r
A d
A是极板面积,d表示极板间距离,ε=ε0εr为极板填充介质的 介电常数。
理想状态下,极板间介质中没有电流。
在射频/微波频率下,在介质内部存在传导电流,因此存 在传导电流引起的损耗;
介质中的带电粒子具有一定的质量 和惯性,在电磁场的作用下,很难随之同步振荡,在时间上有 滞后现象,也会引起对能量的损耗。
1 02
1
Z
Ge jC
1 01
实际电容
| Z | /,
1 00
Ge
d A
d
d
A
t ans
1 0- 1
C
t ans
1
0-
2
1 08
理想电容
1 09 f / Hz
1 01 0
1 01 1
第二章传输线理论1
b
双线
a
D
a
平板传输线
w d
L C
µ b ln 2π a
µ D arcch π 2a
πε ′
arcch( D / 2a)
Rs / π a
µd
W
2π ε ′ ln b / a
Rs 1 1 ( + ) 2π a b
ε ′W
d
2 Rs / W
ωε ′′W
d
R G
(1)
应用泰劳公式
∂u(z,t) u(z +dz,t) =u(z,t) + dz +L ∂z ∂i(z,t) i(z +dz,t) =i(z,t) + dz +L ∂z
∂u(z +dz,t) ∂u(z,t) ∂ u(z,t) = + dz +L 且 : 有 ∂z ∂z ∂z∂t
微波传输线, 其电路参数(R、 、 、 及 微波传输线 其电路参数 、L、C、G)及 电路物理量(u、i),都是沿线分布的 是 z,t 的 电路物理量 、 ,都是沿线分布的(是 , 函数),称之为分布参数电路, 函数 ,称之为分布参数电路,必须用传输线理 论来研究。 论来研究。
三、均匀传输线及其等效电路
例:设双导线的分布电感 L0=0.999nH/mm, 设双导线 分布电感 分布电容 C0=0.0111pF/mm ; 时引入的串联电抗 工作在 f= 50Hz时引入的串联电抗、并联导纳: 时引入的串联电抗、并联导纳:
XLf=50Hz=ωL=2πf L0=314×10-3µΩ /mm ω π × Bcf=50Hz=ωC=2πf C0 =3.49×10-12 S /mm ω π ×
用图2-4所示线上电压 或电流 用图 所示线上电压(或电流 随空间位置分布状况 所示线上电压 或电流)随空间位置分布状况 来说明长、短线的区别: 来说明长、短线的区别
双线
a
D
a
平板传输线
w d
L C
µ b ln 2π a
µ D arcch π 2a
πε ′
arcch( D / 2a)
Rs / π a
µd
W
2π ε ′ ln b / a
Rs 1 1 ( + ) 2π a b
ε ′W
d
2 Rs / W
ωε ′′W
d
R G
(1)
应用泰劳公式
∂u(z,t) u(z +dz,t) =u(z,t) + dz +L ∂z ∂i(z,t) i(z +dz,t) =i(z,t) + dz +L ∂z
∂u(z +dz,t) ∂u(z,t) ∂ u(z,t) = + dz +L 且 : 有 ∂z ∂z ∂z∂t
微波传输线, 其电路参数(R、 、 、 及 微波传输线 其电路参数 、L、C、G)及 电路物理量(u、i),都是沿线分布的 是 z,t 的 电路物理量 、 ,都是沿线分布的(是 , 函数),称之为分布参数电路, 函数 ,称之为分布参数电路,必须用传输线理 论来研究。 论来研究。
三、均匀传输线及其等效电路
例:设双导线的分布电感 L0=0.999nH/mm, 设双导线 分布电感 分布电容 C0=0.0111pF/mm ; 时引入的串联电抗 工作在 f= 50Hz时引入的串联电抗、并联导纳: 时引入的串联电抗、并联导纳:
XLf=50Hz=ωL=2πf L0=314×10-3µΩ /mm ω π × Bcf=50Hz=ωC=2πf C0 =3.49×10-12 S /mm ω π ×
用图2-4所示线上电压 或电流 用图 所示线上电压(或电流 随空间位置分布状况 所示线上电压 或电流)随空间位置分布状况 来说明长、短线的区别: 来说明长、短线的区别
微波技术基础课件第二章传输线理论
R1i( z, t )
L1
i( z, t ) t
i( z, t ) z
G1v( z, t )
C1
v( z, t ) t
(2.1-1)
此即一般传输线方程, 又称电报方程(telegragh equation), 是
一对偏微分方程, 式中的v和i既是空间(距离z)的函数, 又是
时间t的函数。其解析解的严格求解不可能, 一般只能作数
V (d)
EG Z0 ZG Z0
1
el
LG
e
2l
(ed
Led )
I (d )
EG ZG Z0
1
el
LG
e2l
(ed
Led )
式中
L
ZL ZL
Z0 Z0
, G
ZG ZG
Z0 Z0
(2.1-15)
第2章 传输线理论
3. 传输线的特性参数
(1) 特性阻抗Z0 传输线上行波的电压与电流之比定义为传输线的特性阻
Z0
d W
(2.1-18) (2.1-19) (2.1-20)
第2章 传输线理论
(2) 传播常数γ 传播常数(propagation constant)γ是描述导行波沿导行系 统传播过程中的衰减和相位变化的参数, 通常为复数:
(R1 jL1)(G1 jC1) a j
(2.1-21) 式中, α为衰减常数(attenuation constant), 单位为Np/m或 dB/m(1 Np=8.686 dB); β为相位常数(phase constant), 单位为 rad/m。
2Z0
2Z0
(2.1-11)
用双曲函数可表示为
V (d ) VLch d ILZ0sh d
第二章 传输线理论2.1 2.2(2011完成)1
L Z 1
ZL
C1ZZFG Z来自1I+dIZg Eg
R Z 1
L Z 1
I V
ZL ZF
G Z 1
C1Z
V+dV
Z
整个传输线由许多小线元组成,故整个传输线的等效集总参数电路 可看成由许多线元的 型网络链接而成,如图(b)所示。
对于无耗网络,
R1 0、G1 0
则等效电路如图(c)所示.
1、长线效应
c 3 108 0.03 米=3厘米, 例如:当 f 10GHz 时, 9 f 10 10
则几厘米的传输线就应视为长线;
c 3 108 6000 千米,即使长为几百米 当 f 50Hz 时, 则 f 50 长的线却仍是短线。 思考题:长度分别 l 104 m和l 0.01cm 为的两根传输线, 是长线,还是短线?
1 6.37 / m 很小。 并联阻抗 X C c
由此可见, X L、X C 不能忽略,也就是说分布参数效应在微波频 率下不能被忽略。
结论: 在微波频率时,传输线的分布参数效应 不能被忽略,而认为传输线的各部分都存在 有电感、电容、电阻和电导,也就是说,这 时传输线和阻抗元件已融为一体,它们构成 的是分布参数电路,即在传输线上处处有贮 能、处处有损耗。也正是如此,在微波下, 传输线的作用除传输信号外还可用于构成各 种微波电路元件。
3 、传输线的分类
(1) 横电磁波(TEM波)传输线,如双导线、同轴线、带状 线等。常用波段米波、分米波、厘米波。
(a)平行双导线
(b)同轴线
(c)带状线
(2).波导传输线(TE和TM波),如矩形、圆形、脊形和椭圆形 波导等。厘米波、豪米波低端。
第二章传输线理论
(3)传输线上电压和电流的通解: 对(2.1-3)再次取导数有
d 2V ( z ) dI ( z ) ( R1 jL1 ) Z1 (Y1V ( z )) Z1Y1V ( z ) 2 dz dz d 2 I ( z) dV ( z ) (G1 jC1 ) Y1Z1 I ( z( ) 2.1 6 ) 2 dz dz
(iii)信号源和负载条件解:如图所示已知始信号源的电 动式为EG,内阻为ZG,负载的阻抗为ZL
V ( z ) A1e Z A2 eZ V (0) V0 A1 A2 EG I 0 Z G (1) V (l ) VL A1e l A2 el ( 2) I ( z) 1 ( A1e Z A2 eZ ) Z0 1 ( A1 A2 ) I 0 Z 0 ( A1 A2 )(3) Z0 1 V ( A1e l A2 el ) L ( 4) Z0 ZL
另d l z , 表示从负载端接处向源 方向d处,则该处的电压和电 流可以表示为: VL Z 0 I L d VL Z 0 I L d V (d ) e e 2 2 V Z 0 I L d VL Z 0 I L d I (d ) L e e (2.1 11) 2Z 0 2Z 0
I (0) I 0
联立求解有: V Z0 I0 V Z0 I0 A1 0 , A2 0 2 2 对于传输线上任意一点 z处的电压和电流可以表 示为: V Z 0 I 0 z V0 Z 0 I 0 z V ( z ) A1e z A2 ez 0 e e 2 2 V Z 0 I 0 z V0 Z 0 I 0 z 1 I ( z) ( A1e z A2 ez ) 0 e e(2.1 14) Z0 2 2
电信传输原理及应用第二章 传输线理论 1
注:Z从终端起 从终端起
U ( z ) = U 2 chγ z + I 2 Z C shγ z
将A1, A2代入整理后可得 :
I ( z ) = U 2 shγ z + I 2 chγ z ZC
18
第2章 传输线理论
传输线方程的解 3
2. 已知传输线始端电压 1和电流 1,沿线电压电流表达式 已知传输线始端电压U 和电流I 这时将坐标原点z=0选在始端较为适宜。 这时将坐标原点 选在始端较为适宜。将始 选在始端较为适宜 端条件U 代入式, 端条件 (0)=U1, I (0)=I1代入式,同样可得沿线 的电压电流表达式为
其中横电磁波只存在于多导体系统中, 其中横电磁波只存在于多导体系统中,而横磁 波和横电波一般存在于单导体系统中, 波和横电波一般存在于单导体系统中,它们是 色散波。 色散波。
3
第2章 传输线理论
传输线的分类
TEM或准 或准TEM传输线: 传输线: 或准 传输线
4
第2章 传输线理论
13
第2章 传输线理论
均匀传输线的分布参数
14
第2章 传输线理论
均匀传输线方程及其稳态解
把均匀传输线分割成许多小的微元段dz (dz<<λ), 这样每个微元段可看作集中参数电路,用一个Γ 型网络来等效。于是整个传输线可等效成无穷多 个Γ 型网络的级联
15
第2章 传输线理论
11
第2章 传输线理论
分布参数电路
•某一双线传输线分布电感为 某一双线传输线分布电感为L=1nH/mm,分布电容 某一双线传输线分布电感为 , 为C=0.01pF/mm。 。 •在低频率f •在低频率f =50Hz 时, 传输线上每毫米引入的串联 在低频率 电抗和并联电纳分别为:X 电抗和并联电纳分别为 L=3.14×10e-7 /mm, × , Bc=3.14×10e-12 S/mm。可见,低频时分布参数很 × 。可见, 可忽略。 小,可忽略。 •当高频率为 =5×109Hz 时,XL=31.4 /mm, 当高频率为f × 当高频率为 , Bc=3.14×10e-4 S/mm。显然,此时分布参数不可忽 × 。显然, 略,必须加以考虑。 必须加以考虑。
传输线理论
➢短线:
几何长度l与工作波长λ相比可以忽略不计传输线, 用集总参数进行描述。应用电路理论分析。
分界线可认为是: l / 0.05
2.1.2 分布参数及传输线等效电路模型
Low frequencies(short line) wavelengths >> wire length current (I) travels down wires easily for efficient power transmission measured voltage and current not dependent on position along wire
集 总 参 数 电 路
分 布 参 数 电 路
2.1.2 分布参数及传输线等效电路模型 例
100Km长的高压线,工作频率50Hz,电长度 l / 0.017
---- 短线
1cm长的传输线,工作频率为3GHz,电长度 l / 0.1
---- 长线
2.1.2 分布参数及传输线等效电路模型 分布参数(distributed parameter)
➢可以从场的角度以某种TEM传输线导出 ➢可以从路的角度,由分布参数得到
采用电路理论分析 对时諧情况求通解
得到一般传输线方程 最后根据传输线端接条 件求出传输线方程定解
2.2.1 传输线方程
a.一般传输线方程
按照泰勒级数展开,并忽略高次项
应用基尔霍夫定律
v(z z,t) v(z,t) v(z,t) z z
第二章 传输线理论
本章学习提要:
❖又称一维分布参数电路理论,是微波电路设计 和计算的理论基础。
❖从路的观点研究传输线在微波运用下的传输特 性,讨论用史密斯圆图进行阻抗计算和阻抗匹 配的方法。
几何长度l与工作波长λ相比可以忽略不计传输线, 用集总参数进行描述。应用电路理论分析。
分界线可认为是: l / 0.05
2.1.2 分布参数及传输线等效电路模型
Low frequencies(short line) wavelengths >> wire length current (I) travels down wires easily for efficient power transmission measured voltage and current not dependent on position along wire
集 总 参 数 电 路
分 布 参 数 电 路
2.1.2 分布参数及传输线等效电路模型 例
100Km长的高压线,工作频率50Hz,电长度 l / 0.017
---- 短线
1cm长的传输线,工作频率为3GHz,电长度 l / 0.1
---- 长线
2.1.2 分布参数及传输线等效电路模型 分布参数(distributed parameter)
➢可以从场的角度以某种TEM传输线导出 ➢可以从路的角度,由分布参数得到
采用电路理论分析 对时諧情况求通解
得到一般传输线方程 最后根据传输线端接条 件求出传输线方程定解
2.2.1 传输线方程
a.一般传输线方程
按照泰勒级数展开,并忽略高次项
应用基尔霍夫定律
v(z z,t) v(z,t) v(z,t) z z
第二章 传输线理论
本章学习提要:
❖又称一维分布参数电路理论,是微波电路设计 和计算的理论基础。
❖从路的观点研究传输线在微波运用下的传输特 性,讨论用史密斯圆图进行阻抗计算和阻抗匹 配的方法。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性,平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益,请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间:9:00-18:30)。
通常我们习惯于认为光速是一个相当大的数值;然而,从现代电子技术的时 间尺度来看,这还是一个相当慢的速度。从人类角度来看,如果我们观察到的事 件发生情况从时间上可以用秒的量级来区分,则难免有目不暇接之感。而现代电 子技术则可以对彼此时间间隔为纳秒的事件进行区分。设想一种其中任何最大速 度仅限于30cm/秒的“相对人类尺度(human scale relativity)”环境…,你将会立 刻倍感失落。而这正是我们要求现代电子技术能够超越的限制。
2020/10/10
2
电路理论的限制3
一组频率与波长的对应关系如下表所示: 频率(GHz)1 1.5 2 3 4 5 6 7.5 10 12 15 20 30 40 50 60 75 100 波长(cm) 30 20 15 10 7.5 6 5 4 3 2.5 2 1.5 1 0.75 0.6 0.5 0.4 0.3
由分析可知,Poynting矢量集中在导体内部传播,外部极少。 事实上,对于低频,我们只须用I,V和Ohm定律解决即可, 无须用电磁理论。不论导线怎样弯曲,能流都在导体内部和 表面附近。(这是因为场的平方反比定律)。
2020/10/10
5
一、低频传输线和微波传输线
J , +£
E2=
J S
V
E1 H
of light)。
现代的媒体处理器芯片(media processor chips)对DRAM读写的能力达到60
Hz的更新速率,且总的存储大小达到了64 M比特(bytes)。完成这些工作的最新
一代芯片的时钟速率已达到1GHz以上;要做到这一点,必须特别留意100平方毫
米大小的芯片上最小的传输时间延迟(transit time delays)。业已发现传统的基于
一个例子: 我的新奔腾电脑尺寸为22cm × 53cm × 44cm,机箱内最大对角线尺寸是72cm。 30cm/ns的速度意味着最大可能延迟时间为2.4ns,因此,当频率高达使2.4ns仅为 其十分之一周期时,我就应该担心。这一频率为42MHz,且时钟速率为450MHz,更 是其11倍。这样,这件东西既是“微波”,也是“数字电路”。我们用以对“微 波”定义的,是设备在尺度上可以与其工作频率对应的辐射波长相比拟。当然, 处理器时钟速度仅仅局限于处理器芯片,而仅仅是主板上38-50MHz的主时钟在其 信号上升或下降边缘上,产生了分布在机箱中的主要辐射。
2020/10/10
4
一、低频传输线和微波传输线
低频电路有很多课程,唯独没有传输线课程。理由很简单: 只有两根线有什么理论可言?这里却要深入研究这个问题。
1、低频传输线
在低频中,我们只需要研究一条线(因为另一条线是作为回路 出现的)。电流几乎均匀地分布在导线内。电流和电荷可等效 地集中在轴线上,见图(2-1)。
电路理论忽略了这一现象,并假定对无耗导线,给定时刻导线上电压处处相 同。对传送交变电流信号的传输线而言,给定时刻沿线电流和电压呈现正弦分布; 另一方面,在导线上一个固定位置处,电流和电压随时间的变化也为正弦变化。 后一情形下的重复时间称为周期,而前一情况下的重复距离则称为波长。传输线 上波的传播速度可以表示为:
在实际电路中,例如就敷铜电路板而言,其速度接近20 cm/ns。因而,想象 一台计算机有一条时钟控制的电子总线连接不同的部分,诸如处理器、存储器以 及I/O接口等。一台现代的微机其时钟频率为120 MHz,完成一个时钟周期对应的 总线长度为167cm。这一距离的一半(83.5 cm)上,时钟状态为逻辑1,而在另一 半83.5 cm上时钟状态则为逻辑0。令人惊讶的是,沿这一假想的无耗总线或导线, 电压并不是处处相同。
微波:波长可以与电路线尺度相比拟。 如果允许我们对“电路”做一个宽松的定义,以包括单片集成电路 (monolithic circuits),因此,电路的线尺度范围可以居于30cm到3mm之间。 因为频率×波长=速度,而真空或空气中的光速为30cm/ns,因此可得出
频率(GHz)× 波长(cm) = 30
速度 = 波长 / 周期 即,时域(时间范畴)一个周期内,在空域(空间范畴)波传播一个波长距离。
2020/10/10
3
电路理论的限制4
作为一个经验关系,对交流信号(以电磁波速度传播)而言,流过电路所需 要的时间是其周期的十分之一以上,则这一信号频率下的电路理论分析结果值得 挑剔,而在更高的频率下则完全不能相信。
电路理论的限制1
在低频情形下,通常电路理论已足以解释由导线互相连接的集总电子元件的
特性(behaviour of collections of electronic components)。因为种种原因,随着频
率的增高,电路近似变得越来越不能令人满意。储存在电抗元件中的能量变为存
在于该元件周围的空间中,不同的元件之间有彼此在空间中重叠的“场”。导线
绝缘基上铝带实现的互连技术(traditional interconnect technology of aluminium on
insulator)传输太慢;更可取的技术是使用空中悬浮的金线。
2020/10/10
1
电路理论的限制2
离开一段距离的作用是容易引起错觉的(illusory)。沿电路传输或在电路中 传输的电信号也需要传输时间。电路上的元件彼此之间越是分散,则在一个元件 上的效应影响其它元件条件的所需时间越长。在电路中,事件(events)传输的绝 对最大速度不会超过自由空间或真空中的光速,后者量值为30 cm/ns。
也变成为能储存能量的电抗性元件。将电路分割为由非电抗性“导线”相互连接
的不同的电抗性“元件”的分析方法,仅仅是一个近似的处理方法;当我们讨论
与电路搭建的拓扑图形有关的问题时,这一方法是很有用的,而在描述电路的电
磁特性时则这一方法变得不好用。一个重要的限制是其相对光速而言,信号的变
化速度相对很慢(A more important limitation is imposed by the relatively slow speed
-
图 2-1 低频传输线
[例1]计算半径r0=2mm=2×10-3m的铜导线单位长度的 直流线耗R0
2020/10/10
2
电路理论的限制3
一组频率与波长的对应关系如下表所示: 频率(GHz)1 1.5 2 3 4 5 6 7.5 10 12 15 20 30 40 50 60 75 100 波长(cm) 30 20 15 10 7.5 6 5 4 3 2.5 2 1.5 1 0.75 0.6 0.5 0.4 0.3
由分析可知,Poynting矢量集中在导体内部传播,外部极少。 事实上,对于低频,我们只须用I,V和Ohm定律解决即可, 无须用电磁理论。不论导线怎样弯曲,能流都在导体内部和 表面附近。(这是因为场的平方反比定律)。
2020/10/10
5
一、低频传输线和微波传输线
J , +£
E2=
J S
V
E1 H
of light)。
现代的媒体处理器芯片(media processor chips)对DRAM读写的能力达到60
Hz的更新速率,且总的存储大小达到了64 M比特(bytes)。完成这些工作的最新
一代芯片的时钟速率已达到1GHz以上;要做到这一点,必须特别留意100平方毫
米大小的芯片上最小的传输时间延迟(transit time delays)。业已发现传统的基于
一个例子: 我的新奔腾电脑尺寸为22cm × 53cm × 44cm,机箱内最大对角线尺寸是72cm。 30cm/ns的速度意味着最大可能延迟时间为2.4ns,因此,当频率高达使2.4ns仅为 其十分之一周期时,我就应该担心。这一频率为42MHz,且时钟速率为450MHz,更 是其11倍。这样,这件东西既是“微波”,也是“数字电路”。我们用以对“微 波”定义的,是设备在尺度上可以与其工作频率对应的辐射波长相比拟。当然, 处理器时钟速度仅仅局限于处理器芯片,而仅仅是主板上38-50MHz的主时钟在其 信号上升或下降边缘上,产生了分布在机箱中的主要辐射。
2020/10/10
4
一、低频传输线和微波传输线
低频电路有很多课程,唯独没有传输线课程。理由很简单: 只有两根线有什么理论可言?这里却要深入研究这个问题。
1、低频传输线
在低频中,我们只需要研究一条线(因为另一条线是作为回路 出现的)。电流几乎均匀地分布在导线内。电流和电荷可等效 地集中在轴线上,见图(2-1)。
电路理论忽略了这一现象,并假定对无耗导线,给定时刻导线上电压处处相 同。对传送交变电流信号的传输线而言,给定时刻沿线电流和电压呈现正弦分布; 另一方面,在导线上一个固定位置处,电流和电压随时间的变化也为正弦变化。 后一情形下的重复时间称为周期,而前一情况下的重复距离则称为波长。传输线 上波的传播速度可以表示为:
在实际电路中,例如就敷铜电路板而言,其速度接近20 cm/ns。因而,想象 一台计算机有一条时钟控制的电子总线连接不同的部分,诸如处理器、存储器以 及I/O接口等。一台现代的微机其时钟频率为120 MHz,完成一个时钟周期对应的 总线长度为167cm。这一距离的一半(83.5 cm)上,时钟状态为逻辑1,而在另一 半83.5 cm上时钟状态则为逻辑0。令人惊讶的是,沿这一假想的无耗总线或导线, 电压并不是处处相同。
微波:波长可以与电路线尺度相比拟。 如果允许我们对“电路”做一个宽松的定义,以包括单片集成电路 (monolithic circuits),因此,电路的线尺度范围可以居于30cm到3mm之间。 因为频率×波长=速度,而真空或空气中的光速为30cm/ns,因此可得出
频率(GHz)× 波长(cm) = 30
速度 = 波长 / 周期 即,时域(时间范畴)一个周期内,在空域(空间范畴)波传播一个波长距离。
2020/10/10
3
电路理论的限制4
作为一个经验关系,对交流信号(以电磁波速度传播)而言,流过电路所需 要的时间是其周期的十分之一以上,则这一信号频率下的电路理论分析结果值得 挑剔,而在更高的频率下则完全不能相信。
电路理论的限制1
在低频情形下,通常电路理论已足以解释由导线互相连接的集总电子元件的
特性(behaviour of collections of electronic components)。因为种种原因,随着频
率的增高,电路近似变得越来越不能令人满意。储存在电抗元件中的能量变为存
在于该元件周围的空间中,不同的元件之间有彼此在空间中重叠的“场”。导线
绝缘基上铝带实现的互连技术(traditional interconnect technology of aluminium on
insulator)传输太慢;更可取的技术是使用空中悬浮的金线。
2020/10/10
1
电路理论的限制2
离开一段距离的作用是容易引起错觉的(illusory)。沿电路传输或在电路中 传输的电信号也需要传输时间。电路上的元件彼此之间越是分散,则在一个元件 上的效应影响其它元件条件的所需时间越长。在电路中,事件(events)传输的绝 对最大速度不会超过自由空间或真空中的光速,后者量值为30 cm/ns。
也变成为能储存能量的电抗性元件。将电路分割为由非电抗性“导线”相互连接
的不同的电抗性“元件”的分析方法,仅仅是一个近似的处理方法;当我们讨论
与电路搭建的拓扑图形有关的问题时,这一方法是很有用的,而在描述电路的电
磁特性时则这一方法变得不好用。一个重要的限制是其相对光速而言,信号的变
化速度相对很慢(A more important limitation is imposed by the relatively slow speed
-
图 2-1 低频传输线
[例1]计算半径r0=2mm=2×10-3m的铜导线单位长度的 直流线耗R0