智能同步整流控制IC IR1167A B

智能同步整流控制IC-IR1166/7A-B 开关电源技朮中，使系统效率提升最明显的是同步整流技朮，应对不同的电路拓朴有不同模式的同步整流控制方法，但至今为止，多数同步整流控制IC 需要从初级侧取同步信号，这给同步整流设计工作带来一定的烦锁。I R公司购买专利技术新开发的I R1166/7A-B则是一款能从电源变压器二次侧检测信号作智能式同步整流的控制IC，它不仅不需要从初级侧传输信号，而且能适应多种电路拓朴，适应定频PWM及变频PWM，因此它的问世及应用是开关电源技朮的又一大进步。

下面我们来介绍其功能，特色及应用，主要特色有：

* 适应反激变换器的DCM，CRM及CCM三种模式工作。适应LLC式半桥。

* 最高500KHz工作频率。

* 总计7A(IR1166为4A)的输出驱动及关断峰值电流（2A源出5A漏入）的能力。

* 栅驱动输出电压在10.7V～14.5V。

* 50ns关断比例延迟。

* Vcc电压从11.3V～20V。

* 直接检测MOSFET的源漏电压。

* 符合低于1W的Standby能量之星的要求。

I R1167系在开关电源二次侧专用于驱动同步整流MOSFET的控制IC，且

能适应DCM，CCM以及多种电路拓朴。可以工作在定频及变频两种模式，也能用于不对称半桥电路的同步整流。是一款优秀的作品，其共有8（PIN）个端子，功能如下：

1PIN VCC IC供电端，内部有欠压锁定及过压关断保护。在V CC电压低于11.3V时关断，高于20V时关闭，为防止噪声干扰，必须加一支足够的旁路电容。要紧靠IC。

2PIN OVT偏置电压调整，OVT端用于调节关断阈值VTH1的偏移量。此端可选择接到GND，或接到Vcc，或令其浮动，共三种输入偏置调整。此特色可以应对不同水平的MOSFET的RDSON。

3PIN MOT最小导通时间，MOT调节端控制最小导通时间的总量，一旦VTH2穿过第一时间，即给出栅驱动信号，令整流MOSFET导通，因为虚假信号及振荡也会触发输入比较器，所以MOT用于消隐比较器保持MOSFET导通，且维持一个最小时间。

MOT调节范围在200ns到3μs之间，用一支电阻从此端接地即可设定。

4PIN EN使能端，此端用于令IC进入休息，将电压拉到2.5V以下。在休息模式，IC消耗电流总量很小，当然开关功能也被禁止，无法做栅驱动。

5PIN VD漏极电压检测端，用于检测同步整流MOSFET的漏极电压，由于此端电压会比较高，必须小心处理，用合适的方法将其接到漏极，此外在此端不可作滤波或作限流，这会影响IC的性能。

6PIN VS源极电压检测端，用于检测同步整流MOSFET的源极电压，此端

必须直接接于电源的GMD及IC的(7)PIN，要用Kelvin接法，尽可能靠近MOSFET的源极端子。

7PIN GND IC的公共端，内部元件及栅驱动的参考端。

8PIN VGATE栅驱动输出端，此端为IC驱动同步整流MOSFET的驱动输出端，源出能力为2A，漏入能力为5A峰值电流。虽然此端可直接接于功率MOSFET 栅极，但建议加一支小电阻串入在栅回路中，特别在驱动几个同步整流MOSFET 并联时，小心地保持栅驱动环路有最小的路径，从而实现最佳开关性能。IR1167的内部等效电路如图1。基本应用电路如图2所示。

图1 I R1166 / I R1167的内部等效电路

图2 IR1166/7的基本应用电路

工作状态

UVLO / Sleep模式

IC保持在UVLO条件之下，直到Vcc端电压超过Vcc开启阈值电压Vcc on。在IC处于UVLO状态时，栅驱动电路处于非激活状态。IC的静态工作电流Icc start流过，UVLO模式在Vcc UVLO时，即为此种状态，休息模式可以用将EN 端电压拉低到2.5V以下来实现。在此时，IC也只有极低的静态工作电流。

正常模式

一旦Vcc超过UVLO电压，IC进入正常工作模式，在此时，栅驱动可以开始工作，Icc最大的工作电流从Vcc电压源取得。

IR1167智能同步整流IC可以仿效整流二极管的工作。合适地驱动同步整流用的功率MOSFET。整流电流的方向检测由输入比较器采用MOSFET的RDSON 作为并联电阻，且据此给出栅驱动输出，内部消隐逻辑用于防止抑制瞬态干扰，保证CCM或DCM或CRM的工作模式。在反激式变换电路中，有上述三种电

流状态。

导通阶段

当SR的MOSFET刚开始导通时，电流先经过其体二极管，产生一个负电压V DS，体二极管压降随电流而增大，IC检测此电压，在其超过VTH2时驱动MOSFET导通，作同步整流，在这一点IR1167驱动MOSFET导通，使VDS降下来，加入一段最小导通时间MOT（minimum on time），消隐干扰，保持MOSFET 导通，因而MOT还限制了初级侧的最大占空比。

图3 输入比较器的阈值DCM及CRM的关断阶段

一旦SR的MOSFET导通，会一直保持到整流电流减下来使VDS达到阈值VTH1时进入关断，这和导通时工作模式相关。

在DCM中，电流跨过阈值有相对低的di/dt。一旦跨过阈值，电流会再次流入体二极管，又使VDS电压跳向负电平，它取决于电流总量。为防VDS又去触发MOSFET到导通，在VTH2之后加入一段消隐时间t blank，在到达VTH1后。消隐时间由IC内设置。当VDS电压变正进入V TH2时，消隐时间也由IC内设置，当VDS电压变正进入VTH3时，消隐时间终止。IC进入下一周期工作。DCM 的工作见图4。

图4 DCM方式的工作图5 CRM方式的工作CCM关断阶段

图6 CCM方式的工作

在CCM模式时，关断过程要陡峭得多，di/dt免不了会更高。导通阶段对DCM及CRM是理想的，但此时不能重复。在同步整流MOSFET导通阶段，电流将线性地衰减，因此同步整流MOSFET的VDS将升上来。一旦初级开关开始返回导通状态。同步整流MOSFET的电流会迅速减小，其压降跨过VTH阈值而关断。见图6。

关断速度较临界，为防止初级的交叉导通，并减少开关损耗，此时要一段消隐时间加入，但此阶段要给出非常快的动作速度，随着VDS达到VTH3迅速复位。

图7-8给出二次侧的DCM，CRM和CCM的工作波形。图9-12给出最大允