双管反激

1.1课题背景及其意义
在科学技术发展的推动下，电源技术也有了明显的进步，随着电力电子技术更多的运用于电源。

电源的性能和节能性也不断提高。

众所周知，电源是任何用电设备的核心部分，提高用电设备的性能对电源的要求也会提高。

电源朝着体积越来越小，成本越来越低，效率日益增高的方向发展。

传统的电源采用的是线性稳压技术，存在大量稳压电源模块，传统线性稳压电源使用可靠性强，输出纹波电压小，稳定性突出。

但是都含有体积很大的工频变压器和滤波器。

为了克服这一问题，开关电源应运而生。

开关电源最先被应用于航天领域。

开关电源是指将一种电源形态转变为另一种电源形态，转变过程中运用自动闭环控制并且设有保护环节，转变开关则使用半导体功率管。

开关电源的组成器件大多工作在高频开关状态，因此，耗能低，可靠性和稳定性高。

开关电源可以适应在110V~220V的电网电压。

目前，作为自动化，机电一体化，电力传动等技术的基础的电力电子技术，发展方向为高频化，硬件结构模块化。

提高开关电源的频率，有利于改善性能，抑制干扰，使电源小型化。

1.2国内外开关电源的研究现状
国外首先采用的是晶体管直流变换器，这种方式利用的是磁芯的磁饱和。

这种技术输入电压低，功率频率低。

20世纪中叶，高电压，大电流功率开关管出现，开关电源在制作过程中不在使用工频降压变压器，开始变得高效率，体积小，重量也减小不少。

20世纪70年代，随着高频率，高电流的功率管快恢复的肖特二极管，高频高温电容的产生，开关电源有了进一步发展。

我国开关电源工作起步于20世纪60年代初，起步的初期即以实用性为发展目标，十年间我国开关电源技术有了很大的发展。

七十年代，我国已经可以自主研发不含工频降压变压器的开关电源。

最近的二十年，我国已经制造出输出功率在1000W以下，频率为20kHz左右的开关电源。

目前我国的开关电源与欧美的科技强国仍存在较大差距。

开关电源发展现状中存在的主要问题：
（1）开关噪声和干扰严重。

功率管在开通和关断过程中产生的高频交流电压和电流会对电路中其他元件产生的谐振干扰和尖峰干扰，影响电路中其他部分的正常工作。

（2）结构复杂。

随着电源集成化的程度越来越高，对性能要求的越来越高，电路的结构也变得更加复杂。

（3）可靠性低，高成本。

1.3开关电源及其技术的发展趋势
随着我国科技技术在航天、农业等方面的发展，开关电源拥有很好的前景，开关电源技术势必会有很大的发展。

（1）功率半导体器件。

新型半导体材料碳化硅的应用。

这种材料导热性能好，工作温度高，通态电阻小。

（2）高频化磁技术
随着开关电源的工作频率提高，对电路的性能也会产生相应的影响，低频下的某些参数可以忽略不计，采用导磁性能好，损耗低的铁磁材料是高频化磁技术发展的关键。

（3）高频开关电源的电磁兼容技术
开关过程中会产生过电压过电流，引起谐波干扰和电磁干扰。

谐振变换技术在原理上可行，一方面可以提高频率，另一方面可以降低噪声与干扰，是开关电源一个重要的发展方向。

（4）软开关技术
硬开关技术是指不论开关管是处于关断还是开通时刻，开关管的电压电流是否为零，都会强迫开关管在电流，电压不等于零时关断，因此，会增加开关损耗。

随着开关电源的频率提高，开关损耗也会提高，产生的电磁干扰也越大。

所以需要引入软开关技术。

软开关是指是指零电流ZCS和零电压ZVS，软开关可以使功率开关管损耗降至最低，既可以提高电源频率又可以保护功率开关。

（5）大电容技术
超级电容器是最新的技术发展趋势。

超级电容器可以储存大量能量，充电时间很短，工作温度范围宽，既可以串联组成超高压组件，又可以并联组成低压高能量储存组件。

（6）采用计算机辅助设计
将来电源技术的发展趋势：绿色节能化，数字智能化，可编程化。

第2章开关电源的基本原理
2.1开关电源的基本工作原理
2.1.1 开关电源的定义
开关电源是指将一种电源形态转变为另一种电源形态，转变过程中运用自动闭环控制并且设有保护环节，转变开关则使用半导体功率管。

开关电源主要利用电容元件与电感元件的储能特性，由于开关管的不停导通与关断，具有较大电压波动的直流电流能量陆续经过开关管，并且以磁场能的形式暂时存储在电感中，然后经过滤波器得到的连续能量传给负载，得到电压脉动小的直流，实现了电压转换。

2.1.2 开关电源的基本组成
开关电源的基本组成如图2.1所示。

开关变换器
图2.1 开关电源的基本组成
（1）输入整流滤波电路
组成：包括从交流电到输入整流滤波的电路。

作用：消除电网的干扰；防止开关电源产生的高频噪声向电网扩散而污染电网，将电网输入的交流电进行整流滤波，同时为开关变换器提供波纹较小的直流电压。

（2）开关变换器（核心）
组成：功率开关管，高频变压器。

作用：将直流电转换成高频交流电，经过高频变压器再变成所需要的隔离输
出交流电压。

（3）PWM 控制电路（PWM 调制器）
组成：振荡器，基准电压，误差放大器与PWM 比较器。

作用：PWM 控制电路产生脉冲宽度调制信号，其占空比受反馈电路的控制。

（4）输出整流滤波电路
作用：将开关变换器输出的高频交流电压滤波得到需要的直流电压，并且防止高频噪音对负载的干扰，电路原理与输入滤波相同。

2.2反激式变换器电路原理的分析
反激式开关电源最大的特点是电路相对简单，由于仅含有一个开关管，因此不会出现如桥式变换器那种共同导通的问题，因此在相同技术条件下可靠性会比桥式变换器高。

2.2.1反极性电路运行原理与电磁能量转换原理
反极型变换电路如图2.2所示。

图2.2 反极型变换电路
（1）开关管VF 导通期间
由于开关管导通in V V A =，VD 反偏不导通，相当于开路。

L V V =in ，in V >0,i L
上升，电感L 将输入电能转换为磁储能，电感储能增加。

（2）开关管VF 关断期间
由于开关管断开，VD 导通，相当于短路。

i L 下降，电感L 将输入磁储能释放变成电能输出，由输出电容吸收电感所释放储能对应的功率中大于输出端所接负载上的功率部分。

（3）电路特点
V in 不是直接向负载提供电能，而是将V in 输入的电能转化成L 中的储磁能，再通过VF 关断期间，将储磁能转化为电能传送到负载和输出电容，其中输出电容吸收的大于负载功率那部分能量。

2.2.2反激式变换器的定量分析
（1）开关管和二极管承受的峰值电压和峰值电流
开关管的VF 电压峰值为:
O DS V V V -in m = （2.1）
二极管VD 电压峰值为：
D
V V DM -1in =
（2.2）
开关管VF 的电流峰值为：
insm
m I I DS =
（2.3）
二极管VD 的电流峰值为：
I
I D =m
（2.4）
（2）输出电压与电源电压的定量关系
in o -1V D D V =
（2.5） （3）输入（出）旁路电容器的作用
并联在反激式变换器的输入（出）端抑制电压变化及抑制高幅值的尖峰电压。

2.3隔离型反激式变换器的工作原理
隔离型反激式变换器一般工作在电感电流断续状态。

因为在此状态下所产生的电磁干扰相对最小。

隔离型反激式变换器的主电路如图2.3所示。

图2.3 隔离型反激式变换器的主电路
2.3.1开关导通期间的电路状态
开关管导通期间输出整流二极管阳极为反向电压，不导通。

变压器相当于工作在开路状态。

开关管导通期间，输出整流二极管承受的反向电压为：
)(in
0n U U U RRM
+-=
（2.6）
2.3.2开关管关断期间的电路状态（仅分析电感电流断续状态下）
（1）开关管导通期间的工作状态 开关管的导通电流：
-Vin
+
C in
VF
Vout
+-
0in
t i I L U +=
（2.7）
（2）开关管关断且电感电流存在状态
开关管关断且电感电流存在期间，电感通过输出整流向输出释放储能。

（3）开关管关断且电感电流为零状态
电感电流下降到零时，电感储能释放完全，电感产生的感应电动势也为零，此时开关管的漏-源极电压为直流母线电压。

输出二极管的阳极反向电压为输出电压。

2.3.3隔离型反激式变换器参数分析
（1）直流母线滤波电容器承受的电流
2
in a v
2
in r ms r ms -I I I C B U =
（2.8）
随着占空比的减小，输出相同的功率，直流母线滤波电容器流过的电流越高 直流母线滤波电容器的承受电流为： max
max inmin 0
rms 33-4D D V P I CIN η=
（2.9）
（2）开关管实际承受的电压峰值
max D V =直流母线最高电压+变压器复位电压+变压器一次侧漏感的感生电动势+安全裕量
= 11max
max inmin
inmax -1v
V V D D V +∆++
（2.10） 所以最终得到：占空比越小，复位电压越低，开关管所承受的峰值电压越低。

（3）开关管，变压器一次测所承受的电流 开关管承受的峰值电流：
ηin 0
2DV P I DSM =
（2.11）
开关管承受的有效值电流：
D I I DS 43
inav
rms =
（2.12）
（4）变压器二次侧承受的有效值电流 输出电流平均值与输出峰值电流的关系：
)1(21outav D I I SM -⨯
=
（2.13） 变压器二次侧绕组的有效值电流与输出电流平均值的关系：
D I I 3-11
2outav
outrms =
（2.14）
（5）输出整流器承受的峰值电压
)n (inmax
out V V V RRM +
-=
（2.15）
（6）输出整流器承受的电流
输出整流器承受的电流与变压器二次侧绕组承受的电流相同 峰值电流为：
outav srec -10.5I D I ）（= （2.16）
有效值电流为：
）（D I I -131
2out
sectrms =
（2.17）
（7）输出整流滤波电容器承受的电流（仅分析电流断续状态）
outav sec )-10.5I D I （= （2.18） D 为二极管导通的占空比 D 的求法:
T VI I V M
t 5.000=
（2.19） 式子中，t 为开关管导通时间,T 为开关周期
2.4反激式开关电源的控制反馈模式
2.4.1电压控制模式
电压控制模式的原理图如图2.4所示。

图2.4电压控制模式的原理图
只对输出电压进行采样，并作为反馈信号实现闭环控制，以达到稳定输出电压的效果。

2.4.2电流控制模式
Uo
电流控制模式原理图如图2.5。

图2.5电流控制模式原理图
Uo
第3章UC3842外围电路设计及系统各个子电路的设计
3.1开关电源的设计要求
3.1.1开关电源的功能要求
（1）输入电压范围：通常情况下，开关电源的输入电压为交流220V，鉴于电网的电压会发生波动，要求开关电源的的输入范围较宽以保证电网电压在规定范围内波动时，开关电源稳定输出电压。

（2）高精度输出电压：输出电压一般不能超过额定范围的150mv。

（3）良好的电压调整率：电压调整率反映了电源输入电压发生变化时，输出电压维持稳定的能力。

电压调整率越小，电源稳定输出电压的能力越强。

（4）纹波小：输出纹波容易在用电器上产生谐波，而谐波会产生更多的危害，同时降低了电源的效率。

较强的纹波会造成浪涌电压或电流的产生，导致烧毁电器，纹波越小越好。

（5）效率高，符合现在环保型社会的要求。

3.1.2开关电源的性能指标
（1）输入电压：AC165V～265V，输入频率：50Hz；
（2）输出电压范围：5V～15V；
（3）额定输出功率：50W；
（5）电源效率：不低于85%；
（6）输出纹波电压：不高于50mV（峰—峰值）；
（7）负载稳定度：负载从0%到100%不高于0.5%；
（8）隔离电阻：输入输出间500V/100MΩ。

3.2开关电源的总体设计
3.2.1UC3842系列芯片的应用与分析
UC3842是电流型PWM控制芯片，频率固定，性能优越，通过阻容网络设定振荡频率，最大占空比可达100%，在任何周期内都可以进行电流限制，在反激式开关电源中运用比较多，输出的频率在100W以下。

UC3842芯片内部有可供外部电路使用的高稳定度参考电源。

UC3842采用“图腾柱”输出电路，单端输出。

输出电流可达1A，可以直接驱动BJT，MOS管和IGBT。

UC3842性能好，引脚少，安装与调试方便，外围电路简单，在无工频变压器的小功率开关电源中应用多。

UC3842的内部结构图如图3.1所示。

图3.1UC3842的内部结构图
UC3842的内部结构：误差放大器EA ，PWM 锁存器和一个PWM 逻辑单元，电流检测比较器，振荡器OSC ，欠电压保护装置，互补功率放大输出单元，辅助电路，标准5V 参考电源。

UC3842有八个引脚，它的引脚排列图如图3.2所示。

图3.2 UC3842引脚排列
UC3842有八个引脚，各引脚功能如下：
（1）引脚1（COMP ）
：补偿端，误差放大器输出端，用于电源系统校正，
1
234
8
6
7
5
软起动和外部电路补偿。

（2）引脚2（VFB）：反馈端，误差放大器反相输入端，在闭环系统中接输出电压反馈信号。

（3）引脚3（ISENSE）：电流检测比较器输入端，接电流或电压检测信号，可实现过电流和过电压保护。

（4）引脚4（RT/CT）：定时端即振荡器元件接入端。

通过时间电阻RT和时间电容CT接地，使振荡频率和最大占空比可调，工作频率可达到500kHz。

（5）引脚5（GND）：信号地，与供电电源地端相连。

（6）引脚6（OUTPUT）：输出端，可通过外接电阻直接与MOS管栅极相连，直接驱动功率MOS管。

（7）引脚7（UCC）：电源接入端（10~34V）。

（8）引脚8（Uref）：基准电压输出端，可提供稳定性极好的基准电压。

3.2.2开关电源总体设计框图
开关电源的总体设计框图如图3.3所示。

变换器
控制电路
图3.3 开关电源的总体设计框图
3.2.3芯片外围电路的设计
芯片外围电路由芯片启动与供电电路、时钟振荡电路、功率管驱动电路、电
流取样与限流电路以及电压反馈电路组成。

图3.4芯片外围电路原理图
A 接输入整流电路输出端
B ，
C 接反馈绕组
D 接开关电源高频变压器： 芯片启动与供电电路
芯片启动与供电电路的作用是启动UC3842芯片，提供工作电压；同时在系统工作异常时停止电路。

UC3842供电分为两个阶段：启动阶段和正常工作阶段。

（1）启动阶段
启动电路组成：R1和C8启动时，A 经R1向C8充电，直到C8上的电压为16V ，启动后工作电压范围为13V~16V ，UC3842的工作电流小于1mA 。

（2）正常工作状态阶段
反馈绕组，整流电路和滤波器组成的辅助电源向UC3842供电。

各元件参数具体选择如下：
C8：容量应足够大，一般为100uF ，芯片启动后的工作电压由+15V 反馈绕组提供，电容要留有一定裕量，综上所述C8取100uF/50V 。

C9：用于滤除高频叠加信号，一般为20uF/50V 。

A
U U R S 1m cc
1-=
（3.1）
s
U 为220V 的交流电经过单相桥式整流电路而得到的直流电压，由代入可得R1=292K 。

电路输出端关闭或者电路停止的两个条件：电流检测端（引脚3）电压升高到1V ；误差放大器EA 输出端（引脚1）电压降到1V 以下。

此时，UC3842内部的电流比较器输出为高电平，PWM 锁存器复位，输出端关断，直到下一个时钟脉冲将PWM 锁存器置位。

②振荡器与时钟电路
（1）作用：设定UC3842的工作频率。

（2）组成：R5，C4，C5，芯片内部振荡器。

（3）原理：UC3842的基准电压输出端（引脚8）输出5V 的基准电压通过定时电阻R5对定时电容C5充电，充电到最大值后通过内部的电流源放电，形成锯齿波。

振荡器在锯齿波上升过程中输出低电平，在电容放电过程中输出高电平，这样就形成了芯片的时钟信号。

在室温下，每个振荡周期锯齿波从1.1V 上升到2.8V ，然后再下降到1.1V ，改变R5和C5的值就可以改变振荡周期。

（4）占空比：利用的是定时电容C5的充电的时间段，而放电时间属于死区时间。

为保证控制性能，死区时间不应超过振荡周期的15%。

死区时间选择：
1
15% 3.75us
40kHz D T ≤⨯
=
（3.2） 由死区时间与电容关系曲线宜选择C5=4nF ； 电阻选择：
651.72
(kHz)osc f R C =
（3.3）
代入C12=4nF ，osc f =40kHz ，得到R5=10.75，实取R5等于11kΩ；
C11用于滤除高频叠加信号，一般取0.01uF/50V 。

③电流取样与限流电路
（1）作用：采集流过功率开关管的电流，限流。

（2）电流取样电路
B
E
R9
1K
C13500pF
R110.5
芯片引脚3
图3.5电流取样电路
E 接开关管驱动电路，电流取样电阻R7两端的峰值电电流：
11R1134.1i R V
V C
-=
（3.4）
由芯片内部误差放大器的输出电压Vc 控制。

接入简单RC 滤波电路的作用：消除由整流管恢复和电源变压器线间电容在电压波形前沿出现较大的尖峰，防止UC3842芯片误触发RC 时间常数应接近于电流尖峰的持续时间，通常为几百纳秒。

取常用值R9=1k ，C13=500pF 。

R7取值越小则可以减少功率损耗，取值范围为0.1~2Ω，此处取R11=0.5Ω。

UC3842内的电流检测比较放大器的反向输入端的电压通常被钳位在1V ，若电流检测比较输入端的电压达到1V 时，整个电源会产生限流作用。

④电压反馈与误差放大器电路
（1）作用：反馈电压，使UC3842能稳定输出电压。

（2）电压反馈与误差放大的基本电路
R4
20k
Vc
内部基准
2.5V
图3.6电压反馈与误差放大的基本电路
F 接反馈绕组，误差放大器的通向输入端接有2.5V 的基准电压，放大器输出端(引脚1)与放大器反向输入端（引脚2）之间存在补偿网络，因此更有助于控制闭环频率响应。

R3和C10的数值选择适当，可以消除功率电路中滤波电容等效串联电阻产生的零点，R4和R3用于固定低频增益。

加入补偿网络，可以改善放大器的动态响应，从而提升开关电源的稳定性。

误差放大器的输出电流为0.5mA ，灌电流为2mA 。

R3最小值的确定：
(max)36V-2.5V
7k 0.5mA
0.5mA OUT V R =
=
=Ω
（3.5）
取R3=7kΩ，在试验调试过程中当R4=20kΩ，C10=100pF 时效果最佳。

R2的选择：
max 02V R ∆= （3.6）
一般情况下开关电源设计中，取R2=20kΩ，R5=4.5kΩ，无论在何种情况下，都要保持R2/R4约等于4。

⑤功率管驱动电路
（1）作用：驱动功率开关管的导通与关闭。

UC3842的输出端（引脚6）通过外接电阻直接驱动MOS 管，电阻R8的作用是限制峰值驱动电流，一般取18kΩ~20kΩ，此处取R10=18kΩ，UC3842引脚6为图腾柱式输出电压，为功率管关断时提供了低阻抗反向抽取电流回路，减少了功率管的关断时间，取R8=15k 。

（2）功率管驱动电路
B
R110.5
图3.7功率管驱动电路
⑥芯片保护电路
（1）过电流保护：由电流采样电路实现。

（2）欠电压保护：在驱动输出端和地之间接一个旁路电阻，欠电压保护的启动和关闭电压的幅值分别是16V 和10V 。

3.2.4各子电路的设计
交流输入回路的设计与选择 （1）保护器件的选择
熔丝：在电路出现故障造成过电流甚至短路时能及时切断电路与电源的联系，此处选择250V/3.15A 。

压敏电阻：抑制来自电源的浪涌电压和瞬态过电压，此处选择14D471K 。

热敏电阻：抑制上电浪涌电流，此处选择5D-13。

（2）滤波器的选择（直接选择EMI 滤波器）
EMI 滤波器通常由串联电抗器和并联电容器组成的低通滤波电路，对高频干扰信号有较大的阻碍作用。

可以抑制电源的干扰对电源的危害，也可以抑制电源反馈到电网的干扰，提高了电子设备的抗干扰能力及系统的可靠性。

EMI 滤波器的优点是结构简单，成本低廉，便于广泛运用。

a.EMI滤波器的结构：
C1
0.1uF
L2
L1
C2
0.1uF
C4
C3
2200pF
2200pF 图3.8 EMI滤波器电路结构
EMI滤波器在使用时外壳应接地。

由共模电感L，滤波电容C1~C4组成的整体叫做公模扼流圈。

L中的的两个线圈有相同的磁通方向，耦合后，总电感量快速增大，对共模信号产生很大的阻抗，因此可以很好的消除共模干扰，但是不能消除串模干扰。

当有共模电流通过时，线圈上产生的磁场就会相互加强。

C1，C2用于消除串模干扰，C3，C4跨接在输出端，经电容分压后接地，能有效抑制共模干扰。

b.EMI滤波器的技术参数
通常情况下取开关电容滤波器C1=C2=0.1uF，所以C1，C2采取薄膜电容器，C3=C4=22000pF，C3，C4采用陶瓷电容。

L的值与额定电流有关，具体对应关系见表3.1。

表3.1电感量L与额定电流I的关系
取L1=L2=8mH。

输入整流电路
（1）整流电路的选择
反激式开关电源的功率比较低，一般为200W以下，所需要的交流供电为单相交流电。

所以仅考虑单相整流电路。

考虑到单相半波整流电路性能差，单相全波整流电路需要变压器，所以综合选定单相桥式整流电路。

负载
AC
U0
图3.9单相桥式正电路
（2）滤波电容器的选择
对于220V电压等级供电的反激式开关电源，其输入整流滤波电容器实际需要承受越0.8A左右的纹波电流。

由于外壳高度的限制。

需要采用低高度电解电容器。

选择400V/120uF低高度（25mm）电解电容器，耐压满足要求，可以承担0.75A~1.31A（高纹波电流）。

主回路部分（不包括变压器设计）
（1）开关管的选择
为了降低成本，开关管大多选择600V额定额定电压，由本次所要设计的开关电源的性能要求可知开关电源的输出功率为50W，对于输出50W的反激式开关电源，开关管将承受越2A的峰值电流，考虑到600V的MOSFET导通电阻比较大，特别是高结温状态下，因此需要留有比较大的电流裕量。

选择IRFBC40（600V/6A/1.2Ω）等级的MOS管。

（2）输出回路
输出整流管的选择：输出整流器需要耐压不低于90V耐压，选择120V耐压的肖特基二极管；输出整流滤波电容器应选择16V/1000uF的高频低阻电容器可以满足6A纹波电流的要求。

缓冲吸收电路的设计
（1）缓冲电路基本原理
变压器的漏感和布线的引线电感的存在会使开关管在关断瞬间产生很大的尖峰脉冲。

由于快恢复输出二极管的储存效应，反向恢复时也会产生很大的反向恢复电压尖峰管脉冲。

过电压回影响功率器件工作的准确性，也会形成较强的电磁干扰。

因此，要在功率器件和变压器两端设置过电压吸收缓冲电路，从而消除或抑制噪声。

缓冲器件装在MOS管的源极和漏极之间，电容器的端电压不能突变，电容器可以储存由于MOS管关断形成的尖峰电压脉冲能量，然后电容器储存的能量一部分通过电阻消耗另一部分返回电路，起到了吸收缓冲电压尖峰的作用。

（2）缓冲电路的参数设计
缓冲电容C8容量计算：由能量守恒定律可得
2
in cep 28)-(D S
C V V L I C
（3.7） 其中D V in 为直流供电电源电压，cep V
为MOS 浪涌电压。

选C8=700pF/600V ，C9=3400pF 。

缓冲电阻的计算：缓冲电阻用于在MOS 管关断时将缓冲电容器积累的电荷释放。

R10=3kΩ，R11=5kΩ。

湖南工业大学本科毕业设计（论文）过程管理资料
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[20] 姜淑华．基于单片机的高精度数控电流源的设计[J]．机械与电子，2012．
致谢
藉此，在毕业设计即将完成之际，首先要感谢的是我的导师肖强晖老师，是他在繁忙的科研和教学工作中抽出宝贵时间来指导我此次本科毕业设计，在他的悉心指导与教诲下我完成了本次毕业设计，在此过程中受益匪浅、获益良多，也感谢肖博让我领略了不一样的电学世界。

同时也让我更加深刻的明白：在以后的学习生活和工作生涯中，做任何事情都要有恒心有毅力，独立思考，攻坚克难，以自己非凡的努力去实现自身的价值。

另外，我要感谢的是湖南工业大学以及电气与信息工程学院的全体老师们，湖工大给我留下了很多美好的回忆，在这里我也完成了人生中一次重要的蜕变。

在以后的人生道路上，我必将以更加坚定的信念、饱满的热情、不懈的努力，朝着自己人生的目标不断迈步前行。

最后，我要感谢的是我的父母和亲人，在我漫长的人生道路上，是你们一直在默默地支持与鼓励着我前行。

在此，同时对论文评阅老师和答辩委员会的全体老师表示感谢。

谢谢你们的谆谆教诲和悉心指点！
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