微波混频器的主要指标教学课件PPT
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第六章----混频器PPT课件
2. 现象：
听到的声音：哨叫——干扰哨声
干扰的原因：组合频率干扰
qfs pfL = fI
pfL qfs = fI
pfL + qfs ：恒大于fL
pfL qfs ：无意义 -
25
3. 抑制方法：
组合频率分量电流振幅随 (p + q) 的增加而迅速减小，因 而，只有对应于 p 和 q 为较小值的输入有用信号才会产生明 显的干扰哨声，将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频 段之外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。
变频器：
混频器：
优点：电路简单，节省元 件。
缺点：本振信号频率易受 输入信号频率的牵引，电 路工作状态无法使振荡和 混频都处于最佳情况，一 般工作频率不高。
-
优点：由于本振和混频由 不同器件完成，从而便于 同时使振荡和混频都处于 最佳状态，且本振信号频 率不易受牵引。
缺点：元件多，电路较复 杂。
5
为什么要变频？
此电路除用作混频器外，还可以用作相位检波器、电调衰减 器、调制器等。
8
5
9
6
3
1
4
2
(a)
(b)
封装环形混频器- 的外形与电路
21
6.5 混频干扰
混频必须采用非线性器件，在产生所需频率 之外，还有大量的不需要的组合频率分量，一 旦这些组合频率分量的频率接近于中频有用信 号，就会通过中频放大器，经解调后，在输出 级产生串音、哨叫和各种干扰。
优点： 1、动态范围较大
2、组合频率干扰少
3、噪声较小
4、不存在本地辐射
5、电路结构简单
缺点： 无变频增益 -
16
6.4 二极管混频器
一、二极管平衡混频器
听到的声音：哨叫——干扰哨声
干扰的原因：组合频率干扰
qfs pfL = fI
pfL qfs = fI
pfL + qfs ：恒大于fL
pfL qfs ：无意义 -
25
3. 抑制方法：
组合频率分量电流振幅随 (p + q) 的增加而迅速减小，因 而，只有对应于 p 和 q 为较小值的输入有用信号才会产生明 显的干扰哨声，将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频 段之外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。
变频器：
混频器：
优点：电路简单，节省元 件。
缺点：本振信号频率易受 输入信号频率的牵引，电 路工作状态无法使振荡和 混频都处于最佳情况，一 般工作频率不高。
-
优点：由于本振和混频由 不同器件完成，从而便于 同时使振荡和混频都处于 最佳状态，且本振信号频 率不易受牵引。
缺点：元件多，电路较复 杂。
5
为什么要变频？
此电路除用作混频器外，还可以用作相位检波器、电调衰减 器、调制器等。
8
5
9
6
3
1
4
2
(a)
(b)
封装环形混频器- 的外形与电路
21
6.5 混频干扰
混频必须采用非线性器件，在产生所需频率 之外，还有大量的不需要的组合频率分量，一 旦这些组合频率分量的频率接近于中频有用信 号，就会通过中频放大器，经解调后，在输出 级产生串音、哨叫和各种干扰。
优点： 1、动态范围较大
2、组合频率干扰少
3、噪声较小
4、不存在本地辐射
5、电路结构简单
缺点： 无变频增益 -
16
6.4 二极管混频器
一、二极管平衡混频器
第7章--混频器
有源混频器
三极管单平衡混频电路（SBM , Single Balanced Mixer）
有源混频器
吉尔伯特单元(Gilbert Cell)混频电路
有源混频器
吉尔伯特单元(Gilbert Cell)混频电路 输出电流为
iout (iC3 iC5) (iC4 iC6) (iC3 iC4) (iC6 iC5)
混频器的主要指标——端口隔离度
表3.4.1 典型的混频器主要参数
指标名称 增益 NF IIP3
输入阻抗
数值 10dB 12dB +5dBm
50
端口间隔离
30-40dB
引言 混频器的主要指标 混频器电路结构 混频器的级联 本章要点
混频器电路结构
下混频器都设计成为线性时变工作状态。 混频电路类型
单二极管混频器
RF直通 |± pfL±fR |
流经二极管的电流iD为
iD
URm cos(Rt)
RD RL
K1(Lt)
U Rm RD RL
cos(Rt)
[
1 2
2
cosLt
2
3
cos3Lt
]
iIF
(t)
RD
1
RL
1
U Rm
cos(RF
LO )t
|fR ± fL|
无源混频器
• 优点： 电路简单 • 缺点： 1) 如果在射频输入信号含有直流分量 ，本振
三极管混频电路 单管混频器 电路结构 单开关采样 电路实现 混频功能
有源混频器
三极管混频电路
即由于该混频管和转移特性曲线具有良好的平方律 特化点为，ic≈因a0+此aa2u1<2b<e。a2，a3<<a2，上述关系式可近似简
《混频器原理与设计》课件
3
LO-RF隔离度
LO-RF隔离度是指本振信号和射频信号
本振抑制度
4
之间的隔离程度。
本振抑制度是指混频器抑制本振信号的
能力。
5
拍频抑制度
拍频抑制度是指混频器抑制拍频信号的 能力。
第五章：混频器实验
实验装置
混频器实验通常需要使用特定的 实验装置和信号发生器。
操作步骤
混频器实验需要按照一定的步骤 进行，确保实验结果的准确性。
2 双晶体混频器电路设
计
双晶体混频器电路通常具 有更高的转换增益和更好 的本振抑制效果。
3 集成混频器电路设计
集成混频器电路具有体积 小、功耗低和可靠性高的 特点。
第四章：混频器性能指标
1
转换增益
转换增益是指混频器输入信号和输出信
端口匹配
2
号之间的功率差异。
端口匹配是指混频器输入和输出端口的频器实验结果进行分析，验 证混频器的性能指标。
第六章：混频器应用案例
航天器通信系统
混频器在航天器通信系统中 起到信号处理和频率变换的 关键作用。
葡萄酒品质检测
混频器可以用于葡萄酒品质 检测中的频率选择和信号处 理。
新能源电车智能充电系 统
混频器在新能源电车智能充 电系统中用于频率变换和充 电控制。
第二章：混频器的工作原理
简介
混频器将两个不同频率的信号进 行混合，产生新的频率差信号。
基本原理
混频器利用非线性元件的特性， 将输入信号进行非线性变换。
本振抑制
混频器通过抑制本振信号，避免 对输入信号的干扰。
第三章：混频器电路设计
1 单晶体混频器电路设
计
设计单晶体混频器电路时 需要考虑元件特性和稳定 性。
实验七 混频器的仿真设计 ppt课件
1
4
l
4 D2
l
ffLS
4
UL1 VL cos(Lt ) 两管的混频跨导分别为：
g2(t) g0 2 gn cos nLt
流过两管的电流分别为：
n1
g1(t) g0 2 gn cos(nLt n ) n1
i2
g1(t )us
g0
UL
cos Lt )(U S
cos St )2
…
定义二极管的时变电导g(t)为
g
t
= di dv
= v=E0 +ULcosLt
f
v
=
f
E0 +U LcosLt
I e (E0+ULcosLt ) s
i g(t)US cosSt g0US cosSt gnUS cos(nL St)
之几皮法到一皮法之间。
肖特基二极管的伏安特性可表示为：
I =f
U
IS
exp
qU nkT
1
IS exp U 1
e是电子电荷，k是波尔兹曼常数， T是绝对温度，一般情况n≈1至 1.2。室温下α=30至40， Is是反 向饱和电流
肖特基势垒二极管等效电路
信号功率和本振功率应同时加到混频二极管上； 二极管要有直流通路和中频输出通路； 二极管和信号回路应尽可能匹配，以便获得较大的信号功率； 本振与混频器之间的耦合量应能调节，以便选择合适的工作状态； 中频输出端应能滤掉高频分量（信号和本振）
混频器电路的主要技术指标 • 变频损耗 • 噪声系数 • 端口隔离度 • 驻波比 • 动态范围 • 三阶交调系数 • 镜频抑制度 • 交调失真
第三讲 微波混频器原理
础，分析非线性电阻微波混频器的工作原理及性能指标，包 括电路时-频域关系、功率关系、变频损耗、噪声特性，并
给出各种微波混频器的电路实现等。
第3章 微波混频器
3.1.1 本振激励特性——混频器的大信号参量
如图3-2所示，在混频二极管上加大信号本振功率和直 流偏置(或零偏压)时，流过混频二极管的电流由二极管的伏 安特性来决定。加在二极管上的电压是直流偏置与本振信号 之和，二极管的伏安特性近似为指数函数，即 u (t ) E 0 U L c o s L t
第3章 微波混频器
图 3-3
二极管混频器原理图
第3章 微波混频器
由于UL>>US，可以认为二极管的工作点随本振电压变
化，认为接收到的信号是一个微小电压增量，因此将回路电 流在各个工作点展开为泰勒级数。为了讨论方便，将ZL、 ZL0、ZS短路，这时流过二极管的瞬时电流值为
i f (u ) f ( E 0 U L co s L t U S co s S t ) f ( E 0 U L co s L t ) f '( E 0 U L co s L t )U S co s S t 1 2! f ''( E 0 U L co s L t )(U S co s S t ) …
i=f (E0+uL+uS+u0+ui) =f (E0+uL+Δu)
式中：Δu=uS+u0+ui，利用前面的分析方法，得到小信号电
流为
第3章 微波混频器
iD小= f′(E0+uL)Δu=g(t)· Δu
= (g0+2g1 cosωLt+2g2 cos2ωLt+„)×(US sinωSt－U0 sinω0t －Ui sinωit) =g0US sinωSt－g0U0 sinω0t－g0Ui sinωit +g1US sin(ωL+ωS)t+g1US sin(ωS－ωL)t －g1U0 sin(ωL+ω0)t+g1U0 sin(ωL－ω0)t +g1Ui sin(ωL－ωi)t－g1Ui sin(ωL+ωi)t +g2US sin(2ωL+ωS)t－g2US sin(2ωL－ωS)t －g2U0 sin(2ωL+ω0)t+g2U0 sin(2ωL－ω0)t －g2Ui sin(2ωL+ωi)t+g2Ui sin(2ωL－ωi)t (3-15)
给出各种微波混频器的电路实现等。
第3章 微波混频器
3.1.1 本振激励特性——混频器的大信号参量
如图3-2所示，在混频二极管上加大信号本振功率和直 流偏置(或零偏压)时，流过混频二极管的电流由二极管的伏 安特性来决定。加在二极管上的电压是直流偏置与本振信号 之和，二极管的伏安特性近似为指数函数，即 u (t ) E 0 U L c o s L t
第3章 微波混频器
图 3-3
二极管混频器原理图
第3章 微波混频器
由于UL>>US，可以认为二极管的工作点随本振电压变
化，认为接收到的信号是一个微小电压增量，因此将回路电 流在各个工作点展开为泰勒级数。为了讨论方便，将ZL、 ZL0、ZS短路，这时流过二极管的瞬时电流值为
i f (u ) f ( E 0 U L co s L t U S co s S t ) f ( E 0 U L co s L t ) f '( E 0 U L co s L t )U S co s S t 1 2! f ''( E 0 U L co s L t )(U S co s S t ) …
i=f (E0+uL+uS+u0+ui) =f (E0+uL+Δu)
式中：Δu=uS+u0+ui，利用前面的分析方法，得到小信号电
流为
第3章 微波混频器
iD小= f′(E0+uL)Δu=g(t)· Δu
= (g0+2g1 cosωLt+2g2 cos2ωLt+„)×(US sinωSt－U0 sinω0t －Ui sinωit) =g0US sinωSt－g0U0 sinω0t－g0Ui sinωit +g1US sin(ωL+ωS)t+g1US sin(ωS－ωL)t －g1U0 sin(ωL+ω0)t+g1U0 sin(ωL－ω0)t +g1Ui sin(ωL－ωi)t－g1Ui sin(ωL+ωi)t +g2US sin(2ωL+ωS)t－g2US sin(2ωL－ωS)t －g2U0 sin(2ωL+ω0)t+g2U0 sin(2ωL－ω0)t －g2Ui sin(2ωL+ωi)t+g2Ui sin(2ωL－ωi)t (3-15)
第四讲 微波混频器技术指标
1
Ljmin 10lg(1 2SC j RS )
2 RS 10 lg(1 ) (dB) Rj
(3-44)
第3章 微波混频器
混频二极管的总变频损耗为
L=L0+Ljmin
(3-45)
图3-13画出了Rs、Cj及二极管总变频损耗随本振激励功 率的变化曲线。可见，恰当地选择本振幅度能使实际变频损 耗达到最小。
2 2 I e2 m21 I A Poa 8G0 8(Gg m11 )[m22 (m11 Gg ) m12 m21 ]
(3-27)
(3-28)
第3章 微波混频器
因此，镜频端口的负载电导Gi为任意值时，混频器的净
变频损耗为
Psa (Gg m11 )[(m22 (m11 Gg ) m12 m21 )] L0 2 Poa m21Gg
第3章 微波混频器
如图3-12所示，流入二极管的总电流幅值为Ij，Rj两端
的电压幅值为Uj，Rj的实际吸收功率为 输入总信号功率为
Pj I j2 RS 2
U j2
U j2 2 Rj
(3-41)
Prf
பைடு நூலகம்
U j2 2 Rj
(3-42)
RS 2 2 (1 S CJ RS Rj ) 2 Rj Rj
第3章 微波混频器
图 3-11 最小净变频损耗与本振电压幅值的关系
第3章 微波混频器
3.2.2 混频管寄生参量引起的结损耗
净变频损耗随着本振电压加大而单调下降，但实际情况 上混频器是在某个一定大小的本振功率上得到最小的变频损 耗值，过大或过小的本振功率都将增大变频损耗。这是因为 上述分析仅考虑Rj的作用，忽略了寄生参量Ls、Cp、Cj和Rs 的影响，所得结果是理想的。实际上必须考虑寄生参量的影 响。分析时常把Ls和Cp合并到外电路去，只考虑Cj和Rs的影 响。由于Rs、Cj对输入的微波功率进行分压和分流，只有部 分信号功率加到Rj上参加频率变换，因此二极管的结损耗Lj 定义为输入信号功率Prf与结电阻Rj的吸收功率Pj之比。
微波技术第八章ppt课件
缺点
T形网络的镜像阻抗与定k式相同，仍然不为常数。Π形 等效网络的镜像阻抗与m有关，可以用于设计最佳匹配 节。
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
第8章 微波滤波器 Π 形网络m导出式的镜像阻抗
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
第8章 微波滤波器
8.1 周期结构
➢周期结构：无限长的使用电抗元件周期加载的传输线 或波导结构。
特点：慢波 结构，具有 通带和阻带 特性。
用途：用于 行波管，天 线和移相器 中。
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
第8章 微波滤波器 对于第n个单元：
式中： 以上二端口网络满足：
互易网络
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
设计图表
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
第8章 微波滤波器
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
第8章 微波滤波器 对于＋z方向传输的波
考虑第n个单元
这是无限长的情况
非零解要求：
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
T形网络的镜像阻抗与定k式相同，仍然不为常数。Π形 等效网络的镜像阻抗与m有关，可以用于设计最佳匹配 节。
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
第8章 微波滤波器 Π 形网络m导出式的镜像阻抗
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
第8章 微波滤波器
8.1 周期结构
➢周期结构：无限长的使用电抗元件周期加载的传输线 或波导结构。
特点：慢波 结构，具有 通带和阻带 特性。
用途：用于 行波管，天 线和移相器 中。
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
第8章 微波滤波器 对于第n个单元：
式中： 以上二端口网络满足：
互易网络
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
设计图表
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
第8章 微波滤波器
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
第8章 微波滤波器 对于＋z方向传输的波
考虑第n个单元
这是无限长的情况
非零解要求：
寒假来临，不少的高中毕业生和大学 在校生 都选择 去打工 。准备 过一个 充实而 有意义 的寒假 。但是 ，目前 社会上 寒假招 工的陷 阱很多
第3章(182) 教材配套课件
(3-8)
n1
第3章 微波混频器 式中：g0称为二极管的平均混频电导，gn是对应本振n次谐
3.1.2 二极管混频器的原理等效电路如图3-3所示，在肖特基
势垒二极管上加有较小的直流偏压(或零偏压)、大信号本振 功率(1 mW以上)及接收到的微弱信号(微瓦(μW)量级以下)。
uL(t)=UL cosωLt uS(t)=US cosωSt
本章将介绍微波混频器的工作原理、性能指标以及有关 微波混频的一些新技术。
第3章 微波混频器
3.1
通常，微波混频器是一种非线性电阻频率变换电路。 微波混频器的核心元件是肖特基势垒二极管。常见的微波混 频器基本电路有三种类型：单端混频器使用一个混频二极管， 是最简单的微波混频器；单平衡混频器使用两个混频二极管； 双平衡混频器采用四个混频二极管。本节将以元件的特性为 基础，分析非线性电阻微波混频器的工作原理及性能指标， 包括电路时-频域关系、功率关系、变频损耗、噪声特性， 并给出各种微波混频器的电路实现等。
f (E0 UL cosLt) f '(E0 UL cosLt)US cosSt
1 2!
f
''(E0
UL
cos Lt )(U S
cos St )2
…
(3-9)
第3章 微波混频器 展开式中的第一项为本振激励下的流过二极管的大信号
展开式中的其他各项为二极管中的小信号成分，当uS很 小时，可仅取第二项。由式(3-9)可知，f′(E0+UL cosωLt)是在 本振激励下二极管所呈现的时变电导g(t)
则流过二极管的大信号电流为
(3-1)
i f (E0 UL cosLt) Isa e (E0 UL cosLt)
微波混频器技术指标课件PPT学习
出端处于标准温度(290 K)时输出端的中频噪声资用功率。需要注意的是，
Nia和Sia在同一通道中，因此计算Nia时只应考虑有信号的那个通道。
3.3.1 镜像短路或开路(单通道)
在镜像信号短路(或开路)混频器中，只有频率为ωS的信号能够通过混
频器而变为中频信号，外来的镜频信号不能通过混频器，因输入端只存在 一个信号通道，故又称为单通道混频器。这种混频器可以等效为图3-14 所示的有耗双端口网络。
L=L0+Ljmin
(3-45)
图3-13画出了Rs、Cj及二极管总变频损耗随本振激励功率的变化曲
线。可见，恰当地选择本振幅度能使实际变频损耗达到最小。
第26页/共56页
• 图 3-13 二极管总变频损耗与本振激励功率的关系 第27页/共56页
3.2.3 混频器输入、输出端不匹配会引起信号功率和中频功率的损耗。假定
G0匹 g0
1
2 g12
g0(g0 g2)
(3-34) (3-35)
第13页/共56页
3. 镜像短路(Gi＝∞)
如果在输入端加入对镜频短路的窄带滤波器，使输入回路对镜频呈现 短路，则称为镜像短路混频器，如图3-9所示。在镜像短路混频器中，由 于镜频电流没有流过信号源内阻，因此镜频能量没有消耗，而是被反射回
L 10 lg( Psa ) (dB) Poa
(1) 由寄生频率产生的净变频损耗L0 (2) 由混频二极管寄生参量引起的结损耗Lj。 (3) 混频器输入/输出端的失配损耗La。
(3-19)
第1页/共56页
3.2.1 在混频过程中产生的寄生频率都含有一部分信号功率，如果它们消耗
在电阻上，就会造成损耗，这些损耗称为净变频损耗。计算净变频损耗时， 认为混频器输入、输出端口均已匹配，且将二极管只看做是一个受本振电
Nia和Sia在同一通道中，因此计算Nia时只应考虑有信号的那个通道。
3.3.1 镜像短路或开路(单通道)
在镜像信号短路(或开路)混频器中，只有频率为ωS的信号能够通过混
频器而变为中频信号，外来的镜频信号不能通过混频器，因输入端只存在 一个信号通道，故又称为单通道混频器。这种混频器可以等效为图3-14 所示的有耗双端口网络。
L=L0+Ljmin
(3-45)
图3-13画出了Rs、Cj及二极管总变频损耗随本振激励功率的变化曲
线。可见，恰当地选择本振幅度能使实际变频损耗达到最小。
第26页/共56页
• 图 3-13 二极管总变频损耗与本振激励功率的关系 第27页/共56页
3.2.3 混频器输入、输出端不匹配会引起信号功率和中频功率的损耗。假定
G0匹 g0
1
2 g12
g0(g0 g2)
(3-34) (3-35)
第13页/共56页
3. 镜像短路(Gi＝∞)
如果在输入端加入对镜频短路的窄带滤波器，使输入回路对镜频呈现 短路，则称为镜像短路混频器，如图3-9所示。在镜像短路混频器中，由 于镜频电流没有流过信号源内阻，因此镜频能量没有消耗，而是被反射回
L 10 lg( Psa ) (dB) Poa
(1) 由寄生频率产生的净变频损耗L0 (2) 由混频二极管寄生参量引起的结损耗Lj。 (3) 混频器输入/输出端的失配损耗La。
(3-19)
第1页/共56页
3.2.1 在混频过程中产生的寄生频率都含有一部分信号功率，如果它们消耗
在电阻上，就会造成损耗，这些损耗称为净变频损耗。计算净变频损耗时， 认为混频器输入、输出端口均已匹配，且将二极管只看做是一个受本振电
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Igv
混频器中，本振信号体现为变频跨导，信号、中频、镜频三个频率信 号应是重点关注的 .将含有非线性元件(混频二极管)的单端口网络表示 为一个三端口的线性网络.
①在感兴趣的频率上R 等j 效为 g
②镜频 端i 口负载对混频器性能有影响，典型负载为短路、
开路、匹配
③等效条件： 小信号， 忽略 C j
IsgoVsg1Vog2Vi Is go g1 g2Vs
IIio gg 1V 2V s s go gV 1V oogg 1V oV i i IIo igg12
go g1
g1Vo goVi
Is
I
0
m11 m12
m
2
1
m
22
Vs
V
0
m11=
g0
g
2 2
g0 Gi
m21=- m12=
西安电子科技大学微波技术研究所
第4章 微波混频器的主要指标
西安电子科技大学电子工程学院 微波技术研究所 雷振亚、李磊
Ch.4微波混频器的主要指标1
h
1
本章内容
复习 变频损耗 噪声系数 其他电气指标
西安电子科技大学微波技术研究所
Ch.4微波混频器的主要指标2
h
2
复习
西安电子科技大学微波技术研究所
电流 ifu ISe aa u1 Ise a a uf V 0 V L cL t o f V 0 s V L cL t o u s
I0ISe aa0 V J0aL V JL 2 I1 2 ISe a a0V J 1aLV
aV L 大宗量近似
JnaVL
eaVL
2dVL
h
Ie
Go
GL
Ch.4微波混频器的主要指标10
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变频损耗
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混频器的中频输出电导是中频负载开路(IA=0)由输出端向左看过去的
Ps
I A2 8G g
I A 是信号源电流幅度
为求得混频器输出的中频信号资用功率，在中频端口使用
戴维南定理，把输出端口以左的电流等效成一个新的恒流源输
出口，中频负载短路 I e I 0
Is IA VsGg Vo 0
Ie
m21 Gg m1
1
I
A
Is=m11Vs+m12V0
I0=m21Vs+m22V0
4、电路连线产生的热损耗L4.
一般混频器中L4<0.2dB.我们重点讨论前三项
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变频损耗
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净变频损耗L1
混频器中寄生频率虽然很多、在设计良好混频器中大部分寄生频率 可被有效短路,惟独镜像频率和信号不易分开,一般不容易被轻易滤掉.由 三端口等效电路可知,镜频端口的端接情况直接影响信号功率能否有效 地转移到中频上.所以净变频损耗对镜频阻抗依赖很大.
首先研究在一般情况下,净变频损耗与镜频阻抗的关系:
Ii GiVi
G iV i g 2 V s g 1 V o g o V i
IsgoV sg1 V og2V i Is go g1 g2V s
V g V g V /G g Iog1 V sgoV og1 V i Io g1 go g1 V o
Ch.4微波混频器的主要指标5
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引言
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任何一个电路部件都必须用一些指标来表示及性能.这些指标既 是电路性能好坏的量度,又是电路设计与调试的依据。对微波混 频器来讲,这些指标是:变频损耗,噪声系数,端口隔离,输入驻波比, 动态范围和频带宽度等。其中，变频损耗和噪声系数是重要的 指标.我们本节予以重点讨论.
Ch.4微波混频器的主要指标6
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变频损耗
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变频损耗
定义:混频器的输入微波资用功率与输出中频资用功率之比.
L Ps P if
Ldb
10lg
Ps Pif
(db)
损耗来源及组成部分:
1、寄生频率所产生的净变频损耗L1.
2、二极管寄生参数Rs,Cj所引起的管内损耗L2.
3、输入、输出端不匹配所引起的失配损耗L3.
IL 2I0
本振激励功率为 PL 12VLIL I0VL
本振电导 GL
IL VL
2I0 VL
可通过 和 I 0 来V L 调节
PL 12VLIL I0VL
GL
IL VL
2I0 VL
Ch.4微波混频器的主要指标3
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小信号一次混频结果
1 通过非线性器件产生了新的频率成分.
混频器的本振激励特性
混频跨导 gt d du iaSIeaaV0VLcoL st
g0
1 2
2
gt d
0
Lt
1 2
aIe 2
aV0VLc
0 Sa
d oL st
Lt
aSIe aa0V J0aL V
g n
1 2
aIe 2
aV0VLc
0 Sa
oL st
cons
LtdtaSIe aa0V JnaL V
g1
g1 g 2 g0 Gi
m22=
g0
g
2 1
g0 Gi
上式意味着,原来的三端口网络可化成含有参数Gi的二端口网络.
Ch.4微波混频器的主要指标9
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ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
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变频损耗
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为了求出净变频损耗.首先求出信号源资用功率和中频输出资用功率.
输入口，电流源的输出资用功率为
Gin Gg
Iig2V sg1 V ogoVi Ii g2 g1 go V i
i
2s 1o i o
Ch.4微波混频器的主要指标8
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变频损耗
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净变频损耗L1
V i g 2 V s g 1 V o /G i g o
Is=m11Vs+m12V0 I0=m21Vs+m22V0
2 中频输出信号 0L，S 中L频 输S 出幅度 与信号成正比，可以看成准线性器件。
I0 g1VS
3 i 2L关于S 和 L 对称，S 称作镜像频率。
①谐波次数低时， i 携带较大功率。
② 和L 再 次i 混频产生中频，可回收。
③距 S很近（2个 ）0 易和信号共同通道成为寄生频率。
4 称作和频，也携带不少功率，和 再次混频也
是S 中L 频，也可回收。
L
大信号的频谱，V S 较大时，平方以上不能忽略
Ch.4微波混频器的主要指标4
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IsgoV sg1 V og2V i Iog1 V sgoV og1 V i
Is go Io g1
g1 go
g2V s g1 V o
Iig2V sg1 V ogoVi Ii g2 g1 go V i