30kW电流模式PWM控制的DC_DC功率变换器
电流模式PWM升压DC-DC变换器斜升波发生器的设计
电流模式PWM升压DC-DC变换器斜升波发生器的设计王瑾;李攀;王进军;刘宁;张强【摘要】简要分析了峰值电流控制模式升压变换器的不稳定性及其原因,阐述了斜坡补偿的基本原理和设计问题.对基本的多谐振荡器电路进行了改进和优化设计,设计了适用于峰值电流模式PWM升压型DC-DC变换器斜坡补偿电路中的CMOS 斜升波发生器电路.该电路基于UMC BiCMOS工艺设计,经HSpice仿真验证达到了设计目标,性能有很大改善,满足了芯片的需要.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2007(030)017【总页数】4页(P167-169,176)【关键词】峰值电流控制;PWM;斜坡补偿;斜升波【作者】王瑾;李攀;王进军;刘宁;张强【作者单位】西北大学,信息科学与技术学院,陕西,西安,710127;西北大学,信息科学与技术学院,陕西,西安,710127;西北大学,信息科学与技术学院,陕西,西安,710127;西北大学,信息科学与技术学院,陕西,西安,710127;西北大学,信息科学与技术学院,陕西,西安,710127【正文语种】中文【中图分类】TN4321 引言开关电源按控制模式可分为电压模式和电流模式两大类，相对电压模式来说，电流模式具有优越的电源电压和负载调整特性，得到越来越广泛的应用。
但是电流反馈环在占空比大于50%时存在开环不稳定现象，容易受噪声影响等问题。
通过斜坡补偿技术，可以有效地解决上述问题，或使上述问题最小化。
电流模式控制又分为峰值电流控制和平均电流控制。
峰值电流模式是通过误差电压Ve来设定电感电流的峰值，并采用斜升波进行斜坡补偿，从而控制输出电压。
本文介绍了峰值电流控制中斜坡补偿的原理及其实现方法，并针对峰值电流控制模式PWM升压型DC-DC变换器，设计了斜坡补偿电路中最重要的斜升波发生器电路。
2 斜坡补偿的原理2.1 电路结构与工作原理峰值电流模式PWM升压DC-DC变换器控制电路如图1所示。
高频PWMDC_DC转换器的设计_应建华
⾼频PWMDC_DC转换器的设计_应建华26卷第1期2009年1⽉微电⼦学与计算机M ICROELECTRONICS&COM PUTERVol.26No.1January2009收稿⽇期:2008-02-21⾼频PWM DC/DC转换器的设计应建华,张俊,肖靖帆(华中科技⼤学电⼦科学与技术系,湖北武汉430074)摘要:设计了⼀种基于0.6L m CM OS⼯艺的⾼频PWM升压型DC/DC转换芯⽚.采⽤恒定频率、电流模式的控制结构以提供稳定的电压.本芯⽚在XFAB公司流⽚成功,测试结果表明,芯⽚的开关频率⾼达为1.2MHz,在输⼊电压分别为3.3V、5V的情况下能稳定地分别驱动4个、6个⽩光L ED,输出电压分别为12.8V、18.6V.关键词:DC/DC转换器;电流型;脉宽调制中图分类号:T N4⽂献标识码:A⽂章编号:1000-7180(2009)1-0197-04Design of High Frequency PWM DC/DC ConverterYING Jian-hua,ZHANG Jun,XIAO Jing-fan(Department of Electro nics Science and T echnology,Huazhong U niversit y of Science and Technology,Wuhan430074,China)Abstract:A hig h frequency PWM step-up DC/DC converter w ith low power dissipation w as designed by using0.6L m CM OS process.T he chip uses a constant frequency,cur rent-mode control scheme to provide steady voltag e.T he chip taped out successfully in XFA B Company.T he testing results showed that the frequency was1.2MHz,output v oltage w as12.8V and18.6V,when driving4and6white L ED in3.3V and5V input voltag e.Key words:DC/DC converter;cur rent-mode;pulse w idth modulation(PWM)1引⾔随着⼿机、mp3、PDA等便携式消费电⼦产品的⼴泛应⽤,对供电电源提出了新的要求.为保证系统稳定、可靠地⼯作,通常采⽤DC/DC开关变换器提供⼯作电压.⽂中设计了⼀种开关频率⾼达1.2MH z、电流控制型PWM升压DC/DC开关变换器,采⽤XFAB 公司的0.6L m CM OS⼯艺流⽚成功.测试结果表明,该转换器可稳定驱动串联的4到6个⽩光LED,满⾜系统设计要求.2PWM DC/DC转换器原理分析⽂中设计采⽤⼀种恒定频率、电流模式的控制结构[1],并把功率开关管和控制电路集成到⼀起.芯⽚结构如图1所⽰.SW为开关引脚;FB为输出电压的采样反馈端;SHDN为停机引脚.芯⽚内部主要模块包括基准电压源、误差放⼤器、PWM⽐较器、振荡器、电流采样电路、RS锁存器以及驱动.图1芯⽚电路框图该芯⽚的⼯作原理:在每个振荡周期的开始时, RS锁存器被置位,导通功率管,输出电压的采样值反馈到PWM⽐较器的正向端.当采样电压超过⽐较器的负输⼊端的⽔平时,RS锁存器被复位关闭功率管.通过开关功率管占空⽐的变化,调节输出电压使其稳定.3 主要电路模块设计分析3.1 电压基准源电路在DC -DC 转换器芯⽚中,因为芯⽚的输出功率⽐较⼤,要求带隙基准源在较宽的温度范围内参考源电压波动不⼤;同时由于⼯作电源电压的范围较宽,为了保证输出电压对⼯作电源电压的不敏感性,要设计⾼电源电压抑制⽐(PSRR)的带隙基准源.⽂中设计的带隙基准源电路如图2所⽰,由启动电路、带隙核、放⼤器A 和输出级组成.图2 带隙电路图其信号结构图如图3所⽰.图3 电压基准源信号结构图其中A 1(s )是V cc 到放⼤器A 输出的传函;A 2(s)是V cc 到电压基准源输出V re f 的传函;A 3(s )是放⼤器A 的输出到电压基准源输出V ref 的传函;A 4(s)是电压基准源的输出V re f 到放⼤器A 输⼊的传函;A 5(s)是放⼤器A 的开环传函.分析可知:V ref V cc =[A 1(s)+A 2(s )A 3(S )]@A 3(S )1+A 3(s )A 4(s )A 5(s)(1)通过参数的优化可以得到在低频范围内A 2(0)约等于0,A 3(0)约等于1,A 4(0)约等于1,A 1(0)和A 5(0)的值是与放⼤器A 结构相关的.化简式(1)可得低频电压抑制⽐为PSRR (0)=V ref V cc =1+A 5(0)A 1(0)U A 5(0)A 1(0)(2)为了获得⾼电源抑制⽐,采⽤了⼀种⾃偏置有源负载运算放⼤器A,利⽤⾃偏置电流源闭环反馈改变开环电阻的特性,实现⾼开环增益.晶体管M0、M 1、M2、M 6、M7、M 8构成⾃偏置电流源,M0由n 个(W /L )的MOS 管并联组成,M 1由1个(W /L )的MOS 管组成,M2是n -1个(W /L )的MOS 管并联组成,由电路⼩信号分析可得输出电阻R out =n @r oM0.电压基准源A 5(0)和A 1(0)的表达式分别为A 5(0)=n @g mQ4@r oM0(3)A 1(0)=r oQ4/(1/g -1mM0+r o Q4)U 1(4)电压基准源的低频电压抑制⽐:PSRR (0)U ng m Q4@r oM0(5)在XFAB 公司的X C 06⼯艺下,通过优化g m Q4和r oM 0,对基准源进⾏温度特性、电压调整率和电源抑制⽐仿真,仿真曲线如图4、图5所⽰.从图中可以看到,电压基准源的温度系数是11ppm/e ;低频电压抑制⽐达到92dB .图4 电压基准源温度系数仿真曲线图5 电压基准源PSRR 仿真曲线3.2 振荡器和斜波发⽣器振荡器产⽣恒稳的、周期性时变的输出波形,作为控制功率管开关的时钟.⽂中采⽤基本的充放电振荡器电路[3],⼜称为窗⼝⽐较式振荡器[4],提供⾼达1.2MH z 的开关频率,电路结构如图6所⽰.其⼯作原理:定时电容C 在两个门限电压V A 、V B 之间来回充放电,当定时电容上的电位达到两个门限电平中的某⼀个值时,RS 触发器输出Q 发⽣翻转;然后定时电容上的电位向相反⽅向变化,当其到达另⼀个门限电平时,Q 再次翻转.如此循环,产⽣振荡.198微电⼦学与计算机2009年图6 振荡器和斜波发⽣器电路结构图斜波发⽣器利⽤电流对定时电容的充放电,在电容C 上产⽣所需的斜波信号.产⽣斜波信号的⽬的是对电路进⾏斜波补偿,防⽌在占空⽐⼤于50%的情况下出现次谐波振荡,保证系统稳定性[2].设电容充电电流为I 1,放电电流为I 2,则电容C 的充电时间t 1=V 1-V 2I 1C,电容的放电时间t 2=V 1-V 2I 2,则振荡周期C 为t =t 1+t 2=(V 1-V 2)1I 1+1I 2C (6)由于充放电电流由电压基准源的PTAT 电流产⽣,振荡周期和斜升波的斜率基本保持不变.3.3 误差放⼤器误差放⼤器的作⽤是把反馈信号V FB 与内部基准电压进⾏⽐较,把电压之差放⼤,产⽣电压环误差信号,控制PWM ⽐较器正向输⼊端的电压信号.误差放⼤器的电路如图7所⽰.图7 误差放⼤器电路图由图7可知:M1、M2、M3、M4、M 17、M0、M 8组成误差放⼤器的第⼀放⼤级;M5、M7、M 9和M 10组成误差放⼤器第⼆级放⼤器,第⼆级电路是推挽输出结构,从⽽可以增加输⼊电压跟随能⼒.NMOS 管M 11⽤于对输出电压进⾏钳位,保证了芯⽚刚上电时不会产⽣电感上电流浪涌现象.M 3和M 4构成的交叉耦合结构,引⼊了⼀个局部正反馈,提⾼了第⼀级的放⼤增益,可以计算出从M2的漏级向下看到的等效电阻为:R eq =1/(g m2-g m4)-1,当g m 2>g m4,R eq >0,等效电阻增⼤,提⾼了开环增益:A v1=gm17/(g m2-g m4).第⼆级为推挽输出结构,可计算其增益为A v2=g m7(r 07+r o10).所以整个误差放⼤器的开环增益为A v =A v1A v2=g m17g m 7(r o7+r o10)/(g m2-g m4)(7)输出级的电阻R 1和电容C 1组成系统的补偿⽹络,⽤于保证系统环路的稳定性,其产⽣了极点和零点如下:s p1=1/2P (r o7+r o10)C 1s z1=1/2P R 1C 1其中产⽣的零点s z1⽤于补偿DC -DC 转换器输出负载电阻和滤波电容形成的极点;极点s p1⽤于对开关噪声进⾏衰减[1].误差放⼤器的频率特性的仿真曲线如图8所⽰.图8 误差放⼤器频率特性仿真曲线图8是误差放⼤器的频率特性曲线,由图可见:误差放⼤器的低频增益是48dB,⾸先经历⼀个低频极点,然后出现⼀个低频零点,零点对极点进⾏相位补偿,从⽽保证了DC -DC 转换器电路在单位增益带宽内等效只有⼀个主极点,使整个环路系统稳定.3.4 功率管由于功率管是整个驱动电路的核⼼器件,因此对于功率管的版图设计直接影响到了电路的整体性能.⽂中采⽤了蛇形栅结构的功率管,蛇形栅的结构优点是:(1)结构紧凑,等效宽度⼤,占⽤⾯积⼩;(2)由于多晶硅栅在拐弯处使⽤了135度的⾛向,有效避免了90度情况下局部雪崩击穿现象的发⽣;(3)源漏⾦属接触孔呈对⾓线分布,这使得MOS 器件的击穿特性,尤其是ESD 性能得到了提⾼.4 测试结果本电路已通过流⽚验证,对芯⽚在输⼊电压为199第1期应建华,等:⾼频PWM DC/DC 转换器的设计3.3V,驱动4个LED 和输⼊电压为5V,驱动6个LED 的情况下进⾏了测试,⽤Tektronix 公司的T DS2024B 数字存储⽰波器读取了输出电压波形和SW 开关电压波形,如图9、图10所⽰.图9 V in =3.3V,驱动4个LED图10 V in =5V ,驱动6个LED从图9、图10可以看出,芯⽚的开关频率在1.2MH z 左右,输出电压稳定.在3.3V 的输⼊电压、20~50e 的环境温度下对输出电压和开关频率的温度特性做了测试,并利⽤matlab 对测试数据进⾏了曲线拟合,如图11、图12所⽰.图11 输出电压温度特性图12 开关频率温度特性测试结果表明,当温度从21e 变化到50e 时,输出电压从12.662V 下降到12.436V,开关频率从1.211MH z 上升到1.289MH z.5 结束语⽂中设计了⼀种开关频率为1.2MHz 的DC/DC 转换器,采⽤恒定频率、电流模式的控制结构以提供稳定的电压.最终的测试结果表明,该芯⽚在输⼊电压分别为3.3V 、5V 的情况下能稳定地驱动4个、6个⽩光LED,开关频率在1.2MH z 左右,输出电压分别为12.7V 、18.6V,达到系统设计要求.参考⽂献:[1]Cheung Fai Lee,Philip K T M ok.A monolithic current-mode CM OS DC-DC converter wit h o n-chip cur rent -sensing technique[J].IEEE Journal of Solid-State Cir -cuits,2004,39(1):3-14.[2]韦枫,吴⾦.基于斜波补偿的电流模式PW M DC-DC 系统稳定性分析[J].电⼦器件,2003,26(4):461-463.[3]陈光明,曹家麟,汪西川.峰值电流控制模式BOO ST DC-DC 变换器的斜波发⽣器的设计[J].上海⼤学学报,2004,10(4):357-361.[4]张科峰,林映嫣,张兢,等.具有外同步功能的窗⼝⽐较式CM OS 振荡器的设计[J].微电⼦学与计算机,2007,24(12):183-186.(下转第204页)图1局域世界较⼩的度分布⽐较图图2局域世界稍⼤的度分布⽐较图图3 局域世界不同的度分布⽐较图5 结束语⽂中在BA ⽆标度⽹络模型的基础上分析了该模型的动⼒学机制,为了更接近实际⽹络⽽对新加⼊节点的择优范围作了⼀点修改,提出了⼀个局域世界线性增长的⽹络模型,通过⽤连续介质⽅法对新模型度分布的计算和计算机模拟,得出:随着时间的不断演化,局域世界线性增长的⽹络最终将演化成度分布遵循幂律分布的⽆标度⽹络,幂律指数C =3.这对在现实世界的许多合作⽹络中如何按照不同合作⽹络的动态演化机制,建⽴具体的演化⽹络模型,识别并捕捉影响⽹络拓扑结构形成的主要因素,从⽽加深对⽹络拓扑结构及其动态变化的认识,是⼗分有参考意义的.参考⽂献:[1]张磊,姜弘道.基于校园⽹络的计算[J].微电⼦学与计算机,2007,24(9):1-3.[2]王剑,廖振松.⼀种改进的⽹格作业管理实现能[J].微电⼦学与计算机,2007,24(11):1-2.[3]Barab si A L,Alber t R.Emer gence of scaling in randomnetworks[J].Science,1999,286(5439):509-512.[4]A lbert R,Barab si A L.Statistical mechanics of complexnetworks[J].Reviews of M odern Physics,2002(74):47-97.[5]L i X,Chen G.A local w orld evolving networ k model[J].Physica A ,2003(328):274-286.[6]N ew man M E J.T he structure and function of complexnetworks[J].SIAM Review ,2003(45):167-256.[7]李守伟,钱省三.⽆标度⽹络的指数增长与动态局域世界[J].复杂系统与复杂性科学,2005(1):1-3.[8]郭进利.有向复杂⽹络的Poisson 模型[J].上海理⼯⼤学学报,2006(3):2-3.[9]刘美玲,王仲君.择优选择节点构成的复杂⽹络模型研究[J].系统⼯程与电⼦技术,2006(4):2-3.[10]Deng K E,T ang Y.G rowing netwo rks based on themechanism of addition and deletion[J].Chin.phys.L ett.,2004(21):1858-1860.[11]Bianconi G ,Barabasi A L.Bose -Einstein condensationin complex netw orks[J].Phys.Rev.L ett.,2001(86):5632-5635.作者简介:刘浩⼴男,(1975-),硕⼠研究⽣.研究⽅向为复杂⽹络.蔡绍洪男,(1958-),教授,博⼠⽣导师.研究⽅向为介观量⼦涨落、⾮线性物理、复杂性理论、⾃组织理论.(上接第200页)作者简介:应建华男,(1954-),硕⼠,副教授.研究⽅向为数模混合集成电路.张俊男,(1981-),硕⼠研究⽣.研究⽅向为数模混合集成电路.肖靖帆男,(1983-),硕⼠研究⽣.研究⽅向为数模混合集成电路.。
一种双向DC-DC变换器的设计与实现
一种双向DC-DC变换器的设计与实现马晓慧【摘要】本设计采用芯片BQ24610控制DC-DC降压及充电控制模块,芯片TPS55340控制升压模块,升压和降压模块共同构成了双向变换器.降压及充电控制模块构成效率达到95.5％,本设计产品可以在22 V～ 30 V输入电压下为18650锂电池组提供1A～2A充电电流.并且在输入电压波动时能稳定输出充电电流,其电流变化率仅为1.08％,通过采用BQ24610电源管理芯片,能耗控制效果十分明显,转换效率高达90％以上.【期刊名称】《山西电子技术》【年(卷),期】2016(000)004【总页数】3页(P49-51)【关键词】双向DC/DC变换器;充电控制模块;升压模块;降压模块【作者】马晓慧【作者单位】山西大学商务学院,山西太原030006【正文语种】中文【中图分类】TM46本文采用固定设定芯片设计并实现双向DC-DC变换器[1-3]，能够控制输出电压，实现电池的充放电功能。
使用芯片BQ24610控制DC-DC降压及充电控制模块，芯片TPS55340控制升压模块。
升压和降压模块共同构成了双向变换器，其中降压模块给电池充电时是一个方向，电池通过升压后给负载供电是另一个方向，构成DC-DC双向变换器。
1.1 DC-DC降压及充电控制模块的分析1.1.1 BQ24610芯片介绍BQ24610是TI公司产品，是一种充电管理芯片，较传统控制器，散热少、效率高，可对5 V～28 V之间的锂电池进行充电管理，具有以下特点：1) 可高适配器功率：在充电过程中可持续为系统供电。
2) 可使设计更加灵活：集成型独立解决方案可使设计者对产品更加灵活的设计，简化整体解决方案，使其更加广泛的应用于便携式设备。
3) 利于延长电池寿命：充电电流和充电电压的准确度非常接近，趋近百分之百，利于延长电池的使用寿命[4]。
1.1.2 DC-DC降压原理分析该降压电路采用电闸不停充放电，控制电感来控制电源平衡。
PWM型DCDC开关变换器研究综述
PWM型DCDC开关变换器研究综述PWM型DC-DC开关变换器通过开关元件的不断开启和关闭实现电能的转换，使得输入电压或电流在输出端产生与输入端不同的电压或电流。
PWM型DC-DC开关变换器的工作原理是利用开关元件将直流电源的电能转换为脉冲形式的电能，然后通过滤波电容和电感等元件进行滤波，最终获得稳定的输出电压或电流。
1.基本拓扑结构：PWM型DC-DC开关变换器有多种不同的拓扑结构，包括升压、降压、升降压和反激等。
研究人员通过对各种拓扑结构的比较与分析，选择最适合特定应用场景的拓扑结构。
2.控制策略：PWM型DC-DC开关变换器的控制策略是保证输出电压或电流稳定的关键。
常见的控制策略包括电流环控制、电压环控制、电压-电流双环控制等。
研究人员通过优化控制策略，提高开关变换器的性能指标，如响应时间、稳态误差和抗干扰能力等。
3.开关元件选型：开关元件的选型对PWM型DC-DC开关变换器的性能具有重要影响。
研究人员通过研究不同类型的开关元件（如MOSFET、IGBT等）的特性和参数，选择最适合特定应用场景的开关元件，并提出相关的控制策略和保护机制。
PWM型DC-DC开关变换器在各个领域中都有广泛的应用。
例如，PWM 型DC-DC开关变换器被应用于电动汽车以提供适宜的电源电压和电流；在太阳能光伏电池系统中，PWM型DC-DC开关变换器被用来调节光伏阵列的输出电压与负载匹配；此外，PWM型DC-DC开关变换器还被用于电力供应系统、通信设备、工业自动化等领域。
综上所述，PWM型DC-DC开关变换器是一种重要的电力转换设备，在不同领域中有广泛的应用。
对PWM型DC-DC开关变换器的研究包括基本拓扑结构、控制策略、开关元件选型和功率损耗分析等方面，通过优化这些关键技术，可以提高开关变换器的性能指标，满足各种应用需求。
dcdc转换器原理
dcdc转换器原理DC-DC转换器是一种将一种直流电压转换成另一种直流电压的电子装置。
它通常由一个开关电路和一个储能电感组成，可以将高电压的直流电转化为低电压的直流电，也可以将低电压的直流电转化为高电压的直流电，具有普遍的应用。
下面，我们将从DC-DC转换器的原理出发来讲述它的工作原理和具体的实现过程。
1. PWM控制DC-DC转换器是通过PWM控制来实现的。
PWM控制是指记录一个给定周期内的占空比，然后依据这个占空比来控制输出电压的平均值。
2. 基本电路DC-DC转换器基本电路图由开关、储能电感、输出滤波电容等器件组成。
而在使用中，开关也就成了MOS管。
3. 工作方式DC-DC转换器根据开关的切换频率，分为脉冲模式和连续模式。
a. 脉冲模式在脉冲模式下，当MOS管开启时，电感中的电流逐渐增加，储能到电感中。
当MOS管关闭时，这个电流将绕过回路，去激励输出负载。
b. 连续模式当MOS管开启时间足够长时，电流是连续的。
如果调整开启时间短，就达到了脉冲模式。
在连续模式下，开关频率越高，输出电压的纹波越小。
4. 输出电压输出电压的大小，与开关时的时间和一定电感与负载的比例有关。
我们可以通过精确定义PWM信号来控制输出电压的稳定性。
5. 应用DC-DC转换器是用来处理不同电压方案的一种有效方法。
在很多应用中，例如车载电子、手机、笔记本，都有DC-DC转换器的应用。
总之，DC-DC转换器通过控制开关来实现电压升降的目的，直接作用对象是输入和输出电压，为其他电器和代替传统的线性稳压技术提供了先进的电源解决方案。
移相+PWM控制双Boost半桥双向DC-DC变换器软开关过程的分析
移相+PWM控制双Boost半桥双向DC-DC变换器软开关过程的分析肖旭;张方华;郑愫【摘要】移相+PWM控制结合了移相控制和PWM控制的优点,可以减小变换器的电流应力和通态损耗,减小环流能量,提高变换器传输功率的能力,扩宽开关管零电压关断(ZVS)的范围.本文以移相+PWM控制双Boost半桥双向DC-DC变换器为研究对象,给出了变换器在各种工作模式下开关过程的等效电路模型,以及漏电感电流和结电容电压的表达式.分析了各开关管ZVS开通的条件,以及影响各开关管实现ZVS的非理想因素.最后给出了在特定功率软开关条件下的参数设计方法,通过仿真和实验证明了理论分析与参数设计方法的正确性.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2015(030)016【总页数】10页(P17-25,55)【关键词】相移+PWM;双向DC-DC;双Boost半桥;ZVS【作者】肖旭;张方华;郑愫【作者单位】南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室南京210016;南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室南京 210016;南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室南京 210016【正文语种】中文【中图分类】TM4610 引言双向DC-DC变换器具有可以实现能量的双向传输、功率密度高等优点，在UPS、航空航天电源系统和电动汽车等场合具有很大的应用潜力[1-11]。
移相控制双向 DC-DC变换器具有易于实现软开关、变换效率高、功率密度高和动态响应快等优点，得到了广泛关注[1,6]。
由于移相控制主要是利用变压器的漏感传递能量，当输入、输出电压不匹配时变换器的电流应力和通态损耗会大大增加，同时增大了环流能量，还会影响软开关的实现，不利于变换器效率的提升[1,6-11]。
因此文献[7]提出一种移相+PWM控制方式的双向DC-DC变换器，引入PWM控制，相当于在电路中加入一个电子变压器，使得变压器一次、二次电压匹配，从而减小了变换器的电流应力，减小了通态损耗和环流能量，提高了变换器传输能量的能力，拓宽了零电压开关的范围。
20170402-DC-DC功率变换器的两种工作模式
PWM DC-DC 功率变换器的两种工作模式普高（杭州）科技开发有限公式 张兴柱 博士任何一个PWM DC-DC 功率变换器，当输入或者负载发生变化时，其在一个开关周期内的工作间隔数量也会发生变化。
为了容易理解，先以电流负载下的Buck 变换器为例子，来说明这种变化。
oL在负载电流比较大时，该变换器的一个开关周期内，只有两种工作间隔，即有源开关AS 导通、无源开关PS 截止的s DT 间隔，和有源开关AS 截止，无源开关PS 导通的s T D ′间隔。
这种工作模式下，电感上的电流始终大于零，称为电感电流连续导电模式，简称为CCM 模式。
由于电容C 上满足安秒平衡定律，也即其在一个开关周期内的平均电流为零，所以电感电流在一个开关周期内的平均值必等于负载电流。
当负载电流变小时，电感电流在一个开关周期内的平均值也必然变小，当变小到上图中红色波形的负载电流时，如果再继续变小负载电流的话，电感电流在有源开关AS 截止的间隔内，将减小到零。
当无源开关采用二极管时，由于二极管的单向导电特性，一旦流过二极管的电流（在本例子中，即为电感电流）降为零时，二极管就会自动关断而截止，因此在这个负载之下的负载，变换器在一个开关周期内，会增加一个工作间隔，即s T D ′′间隔，这个间隔中的有源开关和无源开关均截止，这样的工作模式被称为电感电流不连续导电模式，简称DCM 模式。
其电感电流的波形中，有一段时间的电流为零，如下图所示。
L任何PWM DC-DC 功率变换器，只要其无源开关采用二极管，那么在它的稳态工作点范围内，通常均有存在两种不同工作模式工作点的可能。
这两种工作模式的转换之处，一般称作CCM/DCM 的边界，如上例中红色电感电流波形所对应的负载，即为CCM/DCM 的边界负载，在这个负载之上的负载，变换器工作于CCM ；在这个负载之下的负载，变换器工作于DCM 。
选择DC-DC功率变换器的工作模式，对于设计出一个性价比最优的开关电源是非常重要的。
采用PWM技术控制的DC／DC变换器
采用PWM技术控制的DC／DC变换器开关型DC／DC 变换器有两种工作方式：一种是保持开关工作周期工不变，控制开关导通时间莎。
n 的脉冲宽度调制（PWM）方式；另一种是保持导通时间ton 不变，改变开关工作周期几的脉冲频率调制（PFM）方式。
脉冲宽度调制（PWM）DC／DC 变换器就是通过控制开关管重复通／断的工作方式把一种直流电压（电流）变换为高频方波电压（电流），再经过整流平波后变为另一种直流电压（电流）输出。
PWM DC／DC 变换器由功率开关管、整流二极管、滤波电路和PWM 控制电路等组成。
其输入、输出间需要进行电气隔离时，可采用变压器进行隔离和升、降压。
PWM DC／DC 变换器的工作原理如图1 所示。
由于开关工作频率的提高，滤波电感L、变压器T 等磁性元件及滤波电容C 等都可以小型化。
图1 PWM DC／DC 变换器的基本工作原理图2 变换器开关工作的波形PWM DC／DC 变换器的开关频率一般为恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。
由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，以实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。
一般来讲，正激型高频开关稳压电源主电路可用如图3 所示的降压斩波器简化表示，UG 表示控制电路的PWM 输出驱动信号。
根据选用的PWM 反馈控制模式的不同，电路中的输入电压UIN、输出电压UOUT、开关器件电流（由b 点引出）、电感电流（由c 点引出或d 点引出）均可作为取样控制信号。
输出电压UOUT 在作为控制取样信号时，通常经过如图4 所示的电路进行处理，。
30kW电流模式PWM控制的DCDC功率变换器
华 伟 1965年生,1990年获北京工业大学功率半导体器件专业工学硕士学位,副教授,从事新型电力电子器件应用及开关功率变换器的教学和科研工作。
设计与研究 30k W 电流模式PWM 控制的DC DC 功率变换器北方交通大学(北京100044) 华 伟摘 要:新型30k W 电流模式P WM 控制的功率变换器采用N PT -IGBT 器件,无需串联隔直防偏磁电容,使用有源斜坡补偿技术,效率达到90%,具有极好的动态响应、过流保护及模块均流并联性能,是一种具有极大功率扩容(可达到100k W )潜力并易于工程化实现的IGBT 功率变换器。
关键词:电流模式 IGBT 全桥拓扑 开关模式整流器 变换器收修改稿日期:199920321530k W curren t m ode P WM con trolled DC DC power converterN o rthern J iao tong U n iversity (B eijing 100044) Hua W e iAbstract :P resen ted in the paper is a novel 30k W cu rren t mode P WM con tro lled pow er converter .T he converter ,of w h ich the efficiency reaches 90%,app lies N PT -IGBT device and an active slope compen sati on techno logy w ith no need to series connect a DC b lock ing and b ias 2p roof capacito r .It featu res excellen t dynam ic respon se ,over 2cu rren t p ro tecti on ,parallel modu le cu rren t equalizati on ,very h igh pow er expan si on po ten tial (as h igh as 100k W )as w ell as easy engineering realizati on .Key words :cu rren t mode ,IGBT ,fu ll 2b ridge topo logy ,S M R ,converter . 近年来,随着新型电力电子器件的飞速发展,10k W 以上的直流功率变换器已从SCR 的低频相控整流器方式发展为IGB T 的高频DC DC 开关功率变换器方式。
dc-dc变换器
dc-dc变换器DC-DC变换器概述DC-DC变换器是一种用于将直流电压转换为不同电压级别的电子设备。
它们在各种应用中被广泛使用，例如电力电子系统、通信设备、汽车电子和工业控制等领域。
DC-DC变换器的主要功能是将输入电压转换为所需的输出电压，并为负载提供恒定的电源。
工作原理DC-DC变换器的工作原理基于电感和电容的特性。
它通常由开关器件（如晶体管或MOSFET）、电感、电容和控制电路组成。
当开关器件关闭时，电感储存了电能，并将其传输到输出电路。
当开关器件打开时，电容通过输出电路释放储存的电能，从而为负载提供所需的电源。
类型DC-DC变换器有多种类型，根据其拓扑结构可以分为多种类型，包括升压变换器、降压变换器、升降压变换器和隔离型变换器等。
每种类型都有其适用的应用场景。
升压变换器升压变换器将输入电压转换为更高的输出电压。
它通常用于需要提供高电压的应用，例如太阳能和风能系统。
降压变换器降压变换器将输入电压转换为更低的输出电压。
它通常用于需要提供低电压的应用，如便携式电子设备和电动车辆。
升降压变换器升降压变换器可以在输入和输出之间进行电压转换。
它具有较强的适应性，适用于输入输出电压波动较大的应用，如太阳能系统。
隔离型变换器隔离型变换器通过磁耦合实现输入和输出之间的电气隔离。
它主要用于需要提供电气隔离的敏感应用，如医疗设备和工业控制系统。
效能和特性DC-DC变换器的效能和特性对于其性能至关重要。
以下是一些常见的效能和特性指标：1. 效率：变换器的效率是指输出功率与输入功率之比。
高效的变换器可以提高系统的能量利用率。
2. 转换速度：变换器的转换速度是指输出电压从一个电平转换到另一个电平所需的时间。
快速的转换速度可以减少能量损耗和电压波动。
3. 稳定性：变换器的稳定性是指在输入电压和负载变化时，输出电压的稳定性。
稳定的输出电压可以保证负载的正常运行。
4. 输入和输出电压范围：变换器应具有足够的输入和输出电压范围以适应各种应用场景。
PWM加相移控制的双向DC_DC变换器
b•
•
d
i1
(d) 阶段 4(t3−t4)
Lo i2
M1 vgs1
Cc1 +
+
_ V1
iM1 iM2
iL 1
C+ t1 • a
L1
M2 vgs2
+ v_ab
•
c + v_cd
•
NP
T
•
NS
Ct2+
iM4
M4 vgs4
iM3
+
V2_
vMgs33
b•
•
d
(e) 阶段 5(t4−t5)
i1
Lo i2
M1
NP
T
•
NS
•
d
(h) 阶段 8(t7−t8)
iM4 M4 vgs4
iM3
+
V2_
vMgs33
图 4 变换器正向工作模式等效电路图
Fig. 4 Operation stages of the converter in the forward
mode
vgs1 vgs2
φ
D
vgs3
vgs4 vab
vcd NVCt2 iM1
~ vcd
b•
•d
(b) PWM 加相移控制的简化电路
图 2 两种控制方式下的简化电路
Fig. 2 Simplified PPS
control
本文提出一种 PWM 加相移(PPS)的控制方式，
简化电路如图 2(b)。对器件占空比的 PWM 调节，
74
中国电机工程学报
第 23 卷
压降低到零，其体内二极管首先导通，之后它在零
用于PWM控制DC-DC变换器的电流检测电路
Ａｂｓｒ ｃ ：Ａｎ ｏ — ｈ ｐ ｃ ｒｅ ｔｓ ｎ ｉ ｇｃ ｒｕｉ ｗｈ ｃ ｓｓ ｉａ ｌ ｏ ｔａ ｔ ｎ ｃ ｉ ｕ ｒ ｎ ｅ ｓｎ ｉｃ ｔ ｉ ｈｉ ｕ ｔｂ ｅｆ ｒ ｍｏｎ ｌｔ ｉ Ｗ Ｍ ｏｉｈ ｃＰ ＤＣ— ＤＣ ｏ ｖｅｔ ｒ ｉ ｃ ｎ ｒｅｔｄ ｉ ｉ ａ ｒＴｈ ＯＳＦ ｒ ｓ ｎ ｅ ｔ ｓｐ ｐｅ． ｅＭ ｎｈ ＥＴ ｉｈｉ ｉｓ ｄｉ ｒｏ ｅｒｇ ｏ ｒ ｌ ｌｃ ｎ ｅ ｔ ｔ ｗｅ ＯＳＦＥ ｔ ｗｈｃ ｓｂ ａ ｅ ｎｔｉ ｄ ｅ ｉ ｎｐａａｌ ｏ ｎ ｃ ｈｐｏ ｒＭ ｅ ｗｉ Ｔ ｏ ｓ ｎ ｅｔ ｅｃ ｒｅ ｔ ｈ ｏ ｇ ｅｐ ｗｅ ＯＳＦ ｅ ｓ ｈ ｕ ｒ ｎ ｒ ｕ ｈｔ ｏ ｒ ｔ ｈ Ｍ ＥＴ ｒｔ ｅｉｄ ｃｏ ｔ ｅ ｈ ｓｃｒ ｕ ｔｓｈｇ ｃ ｕ ａ ｙ ａ ｄｌ ｗ ｏ ｅ ｏ ｈ ｕ ｔ ｒ ｈ ｎｔ ｉ ｉｃ ｉ ｉ ｉｈ ａ ｃ ｒ ｃ ｎ ｎ ｏ ｐｗ ｒ
ｃ ｎ ｕ ｔｏ ｓｏ ｌ １ ２ ｏ ｓ ｍｐ ｉ ｎ ｉ ｎ ｙ ０． １ ｍＷ ｅ ｈｅｐ ｏ ｏ ｅ ｉｃ ｔｏ ｅ ａｅ ｔ ｉ Ｖ ｕ ｌ ｎ Ｍ Ｈｚｓ ｔｈ ｎ ｗｈ ｎｔ ｒ ｐ ｓ ｄ ｃｒ ｕｉ ｐ ｒ ｔ ｓｗｉｈ ｎ ３ ｓ ｐｐ ｙ ａ ｄ １ ｗｉｃ ｉ ｇ
路 的输 出做 比较 ，实现脉宽调制 的效果 ［ ¨，如 图 １ 。 在 电压模式 Ｐ ＷＭ 控制 ＤＣＤＣ变化器 、Ｌ Ｏ、Ｃ ａｇ — Ｄ ｈ ｒｅ Ｐ ｍｐ等 电路 中 ，它还可 以用 作 开路 、短路 、过流 ｕ 等 节能 和保 护性 目的 。 其通 常使用 的方法有 ： （ １）电阻与功率管或电感 串联 ，电流在确定的电
电流模式控制移相全桥零电压软开关(ZVS)DC-DC功率变换器
引言随着计算机与通信技术的飞速发展，作为配套设备的开关电源也获得了长足进步，并随着新器件、新理论、新电磁材料和变换技术以及各种辅助设计分析软件的不断问世，开关电源的性能不断提高。
本文介绍一种新型的高频DC/DC开关变换器，并成功地应用在军用充电机上。
DC/DC变换器主电路改进型移相全桥ZVS DC/DC变换器主电路结构和各点波形对照如图1、图2所示。
由于电路工作状态在一个周期内可以分为两个完全一样的过程，所以以下仅仅分析半个周期的情况，而这半个周期又可分为以下三种开关模态。
● 开关模态1，t0<t<t1，其中t1=DT s/2此时Q1和Q4同时导通，变压器副边电感L1和整流管D S2导通，原边能量向负载端传递。
此模态的等效电路见图3。
其中，a为变压器变比，V in是直流母线电压，I1和I2分别是电感L1和L2电流(L1=L2=LS)，此时有等式（1）成立。
(1)(2)I p(t)=aI1(t)(3)当Q4关断时该模态过程结束。
● 开关模态2，t1<t<t2，其中t2≤T s/2在t1时刻关断Q4，此时副边电感L1中储存的能量给Q4电容(或并联电容)充电，同时将Q3两端电容电荷放掉。
为了实现软开关，Q4关断和Q3开通之间至少要存在一死区时间Δt1，使得在Q3开通前D3首先导通，且有下式成立。
I p1Δt1=2C eff V in(4)其中C eff是开关管漏源两端等效电容，I P1为t1时刻变压器原边流过电流。
当D3导通后，变压器副边两个二极管D S1和D S2同时导通，电路工作在续流状态。
此时等效电路如图4所示。
此时有如下电路方程成立。
(5)(6)(7)(8)r t=r mosfet+r xfmr (9)其中D为脉冲占空比，f S为电路工作频率，L’ik为主边变压器漏感(或与外接电感的串联值)，rt是变压器原边等效电阻，τ是原边等效电流衰减时间常数，Vfp是反并联二极管导通压降。
电流源型双向DCDC变换器的研究
电流源型双向DCDC变换器的研究一、本文概述随着能源危机和环境污染问题的日益严重，节能减排、绿色出行等概念逐渐成为社会关注的焦点。
在这样的背景下，电动汽车以其环保、节能的优势逐渐受到人们的青睐。
而电动汽车的发展离不开其核心部件——电池管理系统。
电池管理系统的主要功能包括电池状态监测、能量管理、热管理以及安全保护等，其中，能量管理尤为重要。
能量管理不仅关系到电动汽车的续航里程，更关乎电池的使用寿命和安全性。
因此，高效、稳定的电池能量管理技术是电动汽车领域的研究热点。
电流源型双向DC-DC变换器作为一种重要的电池能量管理装置，能够实现电池与电动汽车之间的高效能量交换，对于提高电动汽车的能量利用率、延长电池寿命以及保证电池安全具有重要意义。
本文旨在深入研究电流源型双向DC-DC变换器的工作原理、控制策略以及优化方法，以期为电动汽车电池管理系统的设计与优化提供理论支持和实践指导。
具体而言，本文首先将对电流源型双向DC-DC变换器的基本结构和工作原理进行详细介绍，为后续研究奠定理论基础。
针对不同类型的电流源型双向DC-DC变换器，分析其特点和应用场景，并提出相应的控制策略。
在此基础上，本文将重点研究电流源型双向DC-DC变换器的优化方法，包括参数优化、效率优化以及动态响应优化等，以提高其在实际应用中的性能表现。
本文将通过实验验证所提控制策略和优化方法的有效性，并对实验结果进行分析和讨论，为电流源型双向DC-DC变换器在电动汽车电池管理系统中的应用提供有力支持。
本文旨在全面、深入地研究电流源型双向DC-DC变换器的关键技术，为电动汽车电池管理系统的设计与优化提供有益参考，推动电动汽车技术的持续发展和广泛应用。
二、电流源型双向DCDC变换器的基本原理电流源型双向DC-DC变换器是一种特殊的电力电子转换装置，其核心功能是实现直流电源之间的能量转换，并且能够在双向模式下工作。
这种变换器在能源管理、电池充放电控制、电动汽车、可再生能源系统等领域具有广泛的应用前景。
电流控制型pwm控制芯片
摘要：介绍并比较了电压控制型和电流控制型DC/DC变换器的基本原理，设计出了基于电流控制型PWM 控制芯片UC3846的大功率DC/DC变换器的实用电路，提出了两种UC3846输出脉冲封锁方式，设计出一种新颖的IGBT驱动电路，实验结果证明,该电路具有较好的控制特性和稳定性。
关键词：DC/DC变换器；脉宽调制；电压控制型；电流控制型；IGBT驱动0 引言随着工业、航空、航天、军事等应用领域技术的不断发展，人们对开关稳压电源的要求也越来越高。
某系统对大功率开关稳压电源提出的要求是：输入电压为AC220V，输出电压为DC38V，输出电流为100A。
开关电源的结构一般为先进行AC/DC然后再DC/DC的形式，考虑到论文篇幅的限制，仅对DC/DC变换部分进行讨论。
大功率DC/DC变换器主电路拓扑有很多种，诸如双管正激式、推挽式、半桥式和全桥式等。
控制芯片的种类也非常多，主要分为电流控制型与电压控制型两大类。
电压控制型只对输出电压采样，作为反馈信号进行闭环控制，采用PWM技术调节输出电压，从控制理论的角度看，这是一种单环控制系统。
电流控制型是在电压控制型的基础上，增加一个电流负反馈环节，使其成为双环控制系统，从而提高了电源的性能。
根据对各种拓扑和控制方式的技术成熟程度，工程化实现难度，电气性能以及成本等指标的比较，本文选用半桥式DC/DC变换器作为主电路，电流型PWM控制芯片UC3846作为该系统的控制单元。
1 电压控制型脉宽调制器和电流控制型脉宽调制器图1为电压控制型变换器的原理框图。
电源输出电压的采样反馈值V f与参考电压V r进行比较放大，得到误差信号V e，它与锯齿波信号比较后，PWM比较器输出PWM控制信号，经驱动电路驱动开关管通断，产生高频方波电压，由高频变压器传输至副方，经整流滤波得到所需要的电压。
改变电压给定V r，即可改变输出电压V o。
图1 电压控制型的原理图图2为电流控制型变换器的原理框图。
一种电流模式DC_DC降压型PWM控制器的设计
一种电流模式DC /DC 降压型PWM 控制器的设计吕 杰吴玉广(西安电子科技大学微电子学院 陕西西安 710071)摘 要:设计出一种PWM 电流控制模式的降压型DC/DC 变换器控制IC 。
该芯片采用0.6μm BCD 工艺制程,芯片内部集成了耐压的DMOS 功率开关管。
芯片具有很宽的输入范围(6～23V ),宽输出范围1.22～21V ,工作温度范围为-40～85℃;具有可编程软启动、欠压保护、热关断等功能。
这款芯片只需少量的外部元件即可实现3A 的降压型的DC/DC 变换,可用于分布式电源系统、电池充电器及线性稳压电源的预调节等。
关键词:DC/DC ;降压;电流模式;脉宽调制;保护电路中图分类号:TN432 文献标识码:B 文章编号:10042373X (2008)182004204Design of a Current Mode PWM DC/DC Bust ControllerL V Jie ,WU Yuguang(Microelect ronics Institute ,Xidian University ,Xi ′an ,710071,China )Abstract :In the paper ,a current mode PWM DC/DC bust controller is desiged.A high 2voltage DMOS power switch is integrated in the chip which is fabricated with 0.6μm BCD process ,it is an excellent chip with a wide input voltage range (6～23V )and a wide output voltage range (1.22～21V ),its operation temperature is -40～85℃,it is featured with programmable soft start ,under volt 2age lockout ,thermal shutdown and so on ,it requires a minimum number of external components to complete 3A bust DC/DC convert.It can be used in distributed power systems ,battery charger ,pre 2regulator for linear regulators.K eywords :DC/DC ;bust ;current mode ;pulse width modulation ;protection circuit收稿日期:2008201210 随着社会的发展,人们在生活和工作中的移动性越来越强,对手机、数码相机、笔记本电脑等便携式产品的需求越来越大;电源是各种电子设备必不可少的组成部分,性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作;所有电器和电子设备都需要电源来维持自身的正常工作,许多领域例如邮电通讯、军事装备、交通设备、仪器设备、工业设备、家用设备等方面越来越多的应用开关电源并取得显著效益。
峰值电流控制模式DC-DC BUCK 变换器的斜坡补偿研究
收稿日期：2019-03-24 作者简介：高鹏飞（1993-），男，陕西西安人，研究生，主要 研究方向为电力电子。
由图 1 可知，输出电压 Vo 经过采样电路后与误差 比较器中设定的参考电压 Vref 进行比较，比较后得到的 信号经过补偿网络得到控制信号 Vcp，Vcp 再和采样得到 流过功率开关管的信号 Vrs 一起送至 PWM 比较器，从 而产生使开关管 Q1 导通的驱动信号。
周期结束后，扰动量变为 α2δin ＞ 0。由此可知：
δinT=(-α)nδin
（3）
其中，α
=
D D′，δinT
是第
n
个周期的扰动量。
随着 n 的增加，如果扰动量最终下降为零，则系
统稳定，即当 D ＞ 0.5 时，α ＞ 1，系统不稳定；当 D
＜ 0.5 时，α ＜ 1，系统稳定。
扰动量的变化频率为开关频率的一半，这就是次
δ in+1 = αδ in ,α＞0, 且 α ＞1 δ in = −δ in+1, δ in+1 ＞ δ in
（2）
由式（2）可知，当占空比 D ＞ 0.5 时，如果以第
n 个周期为起点，给电感电流施加一个微扰动量 δin，
且 δin ＞ 0，则在该周期结束后，扰动被放大为 αδin；
在第（n+1）个周期开始时，扰动量为 δin+1=αδin，这个
Key words：peak current；subharmonic oscillation；slope compensation
0 引 言
DC-DC 功率变换器具有高效率、高功率密度及高 可靠性等优势，被广泛应用于各领域 [1]。DC-DC 变换 器的诸多控制方式中，最常用的控制方式有两种：电 压控制和电流控制。其中，电流控制又分为平均电流 控制、峰值电流控制及滞环电流控制。峰值电流控制 具有改善开关调节系统瞬态特性、限制功率管最大电 流值、改善开关调节系统稳定性、补偿电路简单及增 益带宽大等优点 [2]。但由于电路引入了功率开关管等 非线性的器件和反馈控制环节，影响了变换器的稳定 性能，本文将以人工斜坡补偿的方法来实现系统的稳 定性控制 [3]。
多相PWM控制DCDC变换器(图)
多相PWM控制DC/DC变换器(图)概述近年来，随着一些高性能CPU 的出现，如Pentium 4、Athlon等，需要输出电压更小，更大电流的DC/DC变换器，对热性能、EMI及负载瞬变应答(Load Transient)的要求也不断提高。
传统的单相DC/DC 变换器日益显示出局限性。
多相DC/DC变换器以其独特的性能，为高性能CPU电源的解决方案开辟的一条新路。
为什么要采用多相PWM控制我们以2 相PWM控制为例，介绍什么是多相PWM控制（图1）。
相对于普通的单相PWM控制，多相PWM控制DC/DC变换器多增加了1个或多个变换器，而且每个变换器的相位相对有一定的间隔。
如2相PWM控制的2个变换器ON/OFF相对间隔为180°（图2），3相PWM控制的3个变换器ON/OFF 相对间隔为120°，依此类推。
各个变换器交叉依次开或闭。
图1：2相PWM控制DC/DC变换器示意图与传统的单相DC/DC变换器相比，多相PWM控制DC/DC变换器具有以下的几个优点：（1）多相PWM控制器将功率平均分配到各个变换通道中，避免开关管、整流管、输出电感等器件过于疲劳，发热过于集中。
（2）由于各个变换通道交叉开闭，电流相互叠加，大大减少了输入、输出电流纹波，减小了电磁干扰EMI。
电流纹波的减少，使传统的昂贵的、不易安装的电解电容器可以采用小型的贴片陶瓷电容来代替。
参看图2中输出电流纹波的示意图，2个通道的IL纹波电流相互叠加，结果使输出电容上承受的纹波电流减小。
图2:相PWM的控制脉冲及输出电流纹波图3：单相PWM与2相PWM的输入电流对比图4：单相PWM与2相PWM的效率曲线对比图5：产生2相PWM控制脉冲（3）滤波电容、FET的On Loss、铜箔损耗与输入电流有效值Iin(rms)2成正比，多相PWM控制使输入电流有效值减小（见图3），可以证明Iin(rms)-2＜Iin (rms)-1，提高了效率。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
华 伟 1965年生,1990年获北京工业大学功率半导体器件专业工学硕士学位,副教授,从事新型电力电子器件应用及开关功率变换器的教学和科研工作。
设计与研究 30kW 电流模式PWM 控制的DC DC 功率变换器北方交通大学(北京100044) 华 伟摘 要:新型30k W 电流模式P WM 控制的功率变换器采用N PT -IGBT 器件,无需串联隔直防偏磁电容,使用有源斜坡补偿技术,效率达到90%,具有极好的动态响应、过流保护及模块均流并联性能,是一种具有极大功率扩容(可达到100k W )潜力并易于工程化实现的IGBT 功率变换器。
关键词:电流模式 IGBT 全桥拓扑 开关模式整流器 变换器收修改稿日期:199920321530k W curren t m ode P WM con trolled DC DC power converterN o rthern J iao tong U n iversity (B eijing 100044) Hua W e iAbstract :P resented in the paper is a novel 30k W current mode P WM contro lled pow er converter .T he converter ,of w h ich the efficiency reaches 90%,app lies N PT -IGBT device and an active slope compensati on techno logy w ith no need to series connect a DC block ing and bias 2p roof capacito r .It features excellent dynam ic response ,over 2current p ro tecti on ,parallel module current equalizati on ,very h igh pow er expansi on po tential (as h igh as 100k W )as w ell as easy engineering realizati on .Key words :current mode ,IGBT ,full 2bridge topo logy ,S M R ,converter . 近年来,随着新型电力电子器件的飞速发展,10k W 以上的直流功率变换器已从SCR 的低频相控整流器方式发展为IGB T 的高频DC DC 开关功率变换器方式。
国外的DW A 、GEC -AL STON 、AD tranz 、ABB[1]等公司也于近年研制出各自的IGB T DC DC 充电机,主要用于高速电气化列车及地铁列车。
IGB TDC DC 充电机的重量、体积大幅度减小,性能明显改善,但要实现15k W ～200k W 的DC DC 高频开关功率变换,存在许多技术问题需要解决。
下面根据30k W IGB T DC DC 充电机的研制情况,对有关技术问题进行分析研究。
1 主电路及控制方案(1)主电路原理图不同的DC DC 功率变换器拓扑及PWM 控制方法可以构成许多不同的主电路及控制方案[2]。
根据技术的成熟程度、工程化实现难度、装置的性能要求、系列化功率扩容考虑、长期可靠性要求等,在设计30k W IGB T DC DC 充电机时,选择了电流模式PWM 控制的全桥拓扑(无隔直电容)功率变换器方案。
功率变换器的工作频率约为20kH z 。
主电路原理如图1所示。
其中C 2为母线单电容型snubber 电路,CT 为检测一次侧电流用的电流互感器。
此一次侧电流信号用作电流模式PWM 反馈控制。
图1 IGBT DC DC 充电机用功率变换器主电路原理图(2)控制系统原理方框图控制系统原理如图2所示。
这是一个由110V 输出电压控制的电压外环及电流互感器CT 所检测的一次侧电流内环构成的双闭环反馈系统。
斜坡补偿电路是电流模式PWM 控制的大占空比双端开关电源电路是为防止次谐波振荡所必需的。
反馈补偿网络用以控制电压反馈闭环的稳定性。
A 、B 两路驱动信号分别提供给图1中的两路对角线IGB T V 1、V 3和V 2、V 4。
1999年第5期机 车 电 传 动№5,1999 1999年9月10日EL ECTR I C DR I V E FOR LOCOM O T I V E Sep .10,1999 图2 电流模式PWM控制系统原理方框图2 电流模式PWM斜坡补偿与电路实现原理(1)电流模式PWM斜坡补偿的必要性电流模式PWM控制方法有自动对称抗偏磁纠正、输入电压波动的前馈自动调节、内在限流、闭环补偿设计简单、负载响应速度快、容易整机均流并联等诸多优点。
其主要缺点是当占空比超过0.5时容易发生次谐波振荡及对噪声相对比较敏感,这可通过斜坡补偿(slop e com p en sati on)技术及对二次侧电感L的调整解决(见图3)。
从本质上讲,开关电源要实现一定输入电压及负载条件下的稳定电压输出,必须通过控制脉冲宽度来控制二次侧输出电感的平均电流大小。
但是,电流模式PWM控制的是高频变压器的一次侧峰值电流大小,而一次侧峰值电流大小不仅与输出电感平均电流有关,还与占空比有关,也就是说,电流模式PWM控制如果仅仅控制一次侧峰值电流大小,那么当占空比随输入电压及输出负载变化而变化时,输出电压闭环反馈控制因为不具有一一对应关系将发生次谐波振荡。
图3 电流模式PWM斜坡补偿波形原理示意图(2)电流模式PWM斜坡补偿电路原理电流模式PWM控制是在控制器的一次侧电流检测处增加适当的斜坡补偿,以有效地防止次谐波振荡。
可以证明,当占空比大于0.5时为保证控制系统稳定性,补偿斜坡的斜率一定要大于等于输出电感下斜波斜率的一半。
当占空比小于0.5时虽然不发生次谐波振荡,能够稳定工作,但是一次侧电流的峰值过大,脉冲宽度较小,不能充分利用开关器件IGB T的电流容量。
3 无隔直电容全桥功率变换器偏磁问题全桥拓扑是最理想的较大功率DC DC功率变换器拓扑。
但是如果采用电压模式PWM控制,那么高频变压器的直流偏磁问题就会成为全桥拓扑广泛应用的较大障碍。
在高频变压器一次侧串联隔直防偏磁电容虽然较为简单有效,但对此电容性能,尤其对较大功率DC DC功率变换器性能要求较高。
电流模式PWM控制的无隔直电容全桥功率变换器能够有效地解决偏磁问题,但要求控制电路复杂。
(1)全桥功率变换器偏磁来源及危害由于全桥功率变换器常工作于较高的直流母线电压(例如600V),两路对角线IGB T的导通时间只要略有差异(例如0.3Λs),就会在高频变压器的一次侧形成180V・Λs的直流偏磁量。
多个脉冲的积累,必然造成高频变压器单向饱和,单向不承受电压,使得偏磁一路上的两个IGB T处于类似于桥臂短路状态。
由于此短路持续时间很短,难于保护,因此,偏磁的最终结果是使得IGB T过流跳保护甚至短路烧毁。
(2)无隔直电容电流模式PWM控制全桥功率变换器抗偏磁分析电流模式PWM控制具有两道抗偏磁过流防线。
第一道由误差电压控制一次侧峰值电流的动态反馈调节实现,能保证误差电压信号变化较小时将两路IGB T 一次侧电流峰值调节为一致,此调节作用经图3所示的斜坡补偿后效果更为显著。
第二道是由逐个脉冲非锁定限流关断功能实现,其触发阈值较高,可保证误差电压信号变化较大时对两路IGB T一次侧电流峰值中的较大值进行抑制调节,并逐步恢复到误差电压信号变化较小调节状态。
4 电流模式PWM反馈闭环稳定性分析(1)电流模式PWM控制全桥功率变换器传递函数根据电流连续导通模式状态下电流模式PWM控制BU CK型功率变换器“简化小信号等效电路模型”[3],控制到输出的传递函数G(s)=R K (1+K)1+SCR K (1+K)・M式中:M=N CT N pN sR sense,K=2LR T,R=V OU TI OU T,T=12・1f;N CT——一次侧电流互感器CT的匝数;N p N s——高频变压器匝比;R sense——电流取样电阻; 机 车 电 传 动1999年L——输出电感;R——负载电阻;f——开关频率。
通过调节图2控制电路中反馈补偿网络的参数可以调整整个电流模式PWM控制全桥功率变换器闭环系统的幅频特性和相频特性,以确保足够的相角裕量和增益裕量,保证闭环控制系统能够稳定工作。
(2)反馈控制信号上的高频噪声对偏磁及闭环稳定性的影响稳压闭环上的反馈控制信号较容易耦合高频噪声,有可能使得两路开关脉冲峰值电流略微不一致,从而使得两路开关脉冲宽度长期不一致,产生因闭环反馈控制引入高频噪声而引起的偏磁。
这种噪声性一次侧偏磁电流上翘又直接影响脉冲宽度的调节,难以通过电流模式PWM控制来快速彻底抑制,因而影响闭环稳定性。
试验证明,当反馈因噪声而引起偏磁时,容易使得一次侧电流产生低频包络波动,此时高频变压器会发出响声。
所以在取样反馈控制回路里要在保证具有足够高的低频增益的前提下,尽量衰减高频增益,以抑制高频噪声。
5 设计要点(1)主功率器件及snubber电路选择设计主功率开关器件选用Siem en s公司的1700V 150A N PT-IGB T半桥模块,主要因为其高温开关性能优越、具有较宽的矩形反偏安全工作区(RB SOA)。
而矩形反偏安全工作区使IGB T的snubber电路设计变得更加简单,可采用母线单电容型snubber电路。
(2)过流、过压、直通及短路保护IGB T DC DC充电机的输出具有过流、短路及过压保护功能,以保护故障及异常状态下的IGB T DC DC充电机及蓄电池。
IGB T桥臂的直通及短路保护由5Λs的死区时间及IGB T专用驱动电路M57959L的集电极退饱和检测短路保护实现完成。
IGB T的过流保护由电流模式PWM控制本身实现完成,即通过各自的一次侧电流互感器控制各自的一次侧电流大小。
(3)高频变压器及滤波电感设计高频变压器采用国产铁基超微晶环形磁芯,其饱和磁感应强度B s=1.24T,选取B m ax=0.5T。
输出滤波电感主要考虑输出电流的连续性、输出电压纹波、高频大电流下滤波电感不饱和及一定一次侧电流斜坡斜率的获得。
采用国产铁粉芯环形磁芯。
高频变压器及滤波电感均采用多股漆包线绕制。
(4)辅助多路隔离开关电源IGB T DC DC充电机的控制、IGB T多路隔离驱动需要辅助多路隔离开关电源。
开关电源的输入电压为110V,由IGB T DC DC充电机的输出端,即直流110V蓄电池控制母线提供,采用电流模式PWM控制的VDM O S单端反激开关电源,由单一开关电源提供多路隔离电源。