对一个简单的峰值电流限制进行改进方法

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电力电子技术中的短路保护方法有哪些

电力电子技术中的短路保护方法有哪些电力电子技术在现代工业和生活中扮演着至关重要的角色。

然而，由于电力电子设备的复杂性和高功率特性，短路事故可能会对设备和人员造成严重威胁。

为了保护设备和确保系统的稳定运行，研究人员和工程师们开发了各种各样的短路保护方法。

本文将介绍电力电子技术中常用的几种短路保护方法。

一、过电流保护方法过电流保护是一种常见且简单的短路保护方法。

当电力电子设备遭遇短路故障时，会出现过电流现象。

过电流保护方法通过监测电流的大小来判断是否存在短路。

当电流超过设定阈值时，过电流保护装置会迅速切断电路，以防止设备的进一步损坏。

常见的过电流保护装置包括熔断器和电子保险丝。

二、电压保护方法电压保护方法主要用于保护电力电子设备免受电压过高或过低的影响。

由于短路故障导致的电流突然变化，往往会引起电压的波动。

过高或过低的电压可能对电子元件造成损坏或系统运行不稳定。

一种常见的电压保护方法是安装过压和欠压保护装置。

当电压超过或低于设定阈值时，保护装置会切断电路以保护设备的安全运行。

三、过温保护方法在电力电子设备中，过温是另一个常见的故障原因。

过高的温度会导致元件老化、材料熔化或绝缘损坏，从而引发短路故障。

过温保护方法旨在监测设备的温度，并在达到设定温度时采取措施以保持设备的工作温度。

常见的过温保护方法包括温度传感器、风扇冷却和热敏开关等。

四、电流限制保护方法电流限制保护方法是一种通过限制电流大小来保护电力电子设备的方法。

当设备遭受短路故障时，电流会急剧增加，可能会对设备和系统造成伤害。

为了防止设备过载并限制电流峰值，电流限制保护方法通过降低电压或改变电路拓扑等方式来有效地控制电流大小。

五、瞬态保护方法电力电子设备往往会遭受来自电力系统的瞬态干扰，如电压尖峰、浪涌和谐波等。

这些瞬态干扰可能会导致设备短路或电子元件损坏。

瞬态保护方法旨在通过安装瞬态保护器件来吸收和降低瞬态干扰的峰值，以保护设备的稳定运行。

六、逻辑保护方法逻辑保护方法是一种基于设备的控制和逻辑判断的短路保护方法。

如何把电源的功率限制变为电流限制

如何把电源的功率限制变为电流限制
故障保护是所有电源控制器都有的一个重要功能。

几乎所有应用都要求使用过载保护。

对于峰值电流模式控制器而言，可以通过限制最大峰值电流来轻松实现这个功能。

在非连续反向结构中，为峰值电流设置限制可最终限制电源从输入源获得的功率。

但是，限制输入功率不会限制电源的输出电流。

如果出现过载故障时输入功率保持不变，则随着输出电压下降，输出电流增加（P=V*I）。

发生短路故障时，这会让输出整流器或者系统配电出现难以接受的高损耗。

本文利用一些小小的创新和数个额外组件，为您介绍如何对一个简单的峰值电流限制进行改进，将电源变为一个恒定电流源，而非一个恒定功率源。

图1对比了理想输出电压与恒定功率和恒定电流限制的电流。

这两种情况下，过载故障保护都在120%最大额定负载时起作用。

在一个使用功率限制的系统中，输出电流随负载增加电压反向而增加。

在现实系统中，有功率限制的反向控制器会在某个点关闭，原因是控制器的偏压损耗。

相比之下，一旦超出过载阈值，有电流限制的系统便会立刻关闭。

可以通过直接检测隔离边界二次侧的负载电流，实现电流限制。

但是，这样做需要使用更多的电路，效率降低，而且成本一般会高得离谱。

变压器原边第一个电流尖峰该如何消除

变压器原边第一个电流尖峰该如何消除如上图以最常见的反激电源为例只要实际测试过开关电源原边电感电流波形的工程师，都看到过图中的这样一个波形，电流线性上升之前会冒出一个尖峰电流，并且有个时候甚至比正常的峰值电流还要高。

这个尖峰是有害的。

1、就是由于这个尖峰的存在，开关电源芯片为了防止误触发加入了前沿消隐，如果太高还是有可能误触发。

2、这个尖峰（di/dt很大）对开关电源EMI影响不小。

3、这个尖峰电流会增大MOS开关管开通时的交越损耗，降低效率4、客户看着不爽，工程师自己看着也不爽所以我们希望它越小越好最好是没有。

要降低这个尖峰就必须知道他的来源对于这个下面我来分享一下我的看法，如有错误还请指出。

对于反激拓扑中，在MOS管开启的那一瞬间，有2条实际接了线的路径，一条是驱动那边，另一条是mos的漏原极到电感，最后一个就是副边电流通过变压器耦合过来的。

1、MOS管开启时驱动电流由G流到S到地这条路径是有电流的（驱动电路上有驱动电阻限制驱动电流的这个电流不大）；2、另外一条通路从MOS下来的，从表面上看这条通路连接电感，电感上的这个电流实际上就是主电流是从0缓慢（相对于尖峰电流）上升的，但别忘了还有一个隐藏的通路就是变压器原边绕组是有寄生电容的（层间电容和匝间电容），这个寄生电容里面存储的电量瞬间由MOS到地放出，会产生一个较大尖峰电流。

3、还有一个就是从副边耦合过来的电流，我们都知道副边整流二极管从导通（正偏）到反偏的这个过程中二极管有一个反向恢复电流。

这个反向恢复电流是通过二极管和变压器副边绕组的，它会通过耦合折射到原边绕组上的（注意：在DCM下没有反向恢复电流）。

在反向电场作用下，Ｐ区电子被拉回Ｎ区，Ｎ区空穴被拉回Ｐ区，形成反向漂移电流IR，如下图所示；经过分析之后，这个尖峰电流由3部分组成：1、驱动电流（很小）2、原边绕组寄生电容通过MOS瞬间释放电流3、副边二极管反向恢复电流（DCM无反向恢复电流）好了我们知道主要是有2、3引起的这个电流，我们就可以对症下药了。

宿舍限制大功率电器的原理及破解方案的探究 (1)

可能大家最近都感觉到了，宿舍里6台电脑同时工作一切ok，但是用一个小小的电吹风，电表就跳闸了。

电脑的电源都是250W～400W的，6台电脑功率之和绝对在一个电吹风之上，但为什么可以带6台电脑同时工作但不能接入一个300W的电吹风呢？两者有什么不同呢？我们平时使用的最多的加热装置就是热得快、电吹风，它们的工作原理就是电流流过电阻丝，电阻丝发热来烧水。

对于220V电网来说，这类负载相当于一个纯电阻接到电网里，学过电路的同学都知道，交流220V加到电阻上，其两端的电压波形和流过电阻的电流波形是同相的，也就是说，两者相位差是0。

这类负载我们称之为纯电阻性负载。

计算机相当于什么负载呢？计算机的电源对于电网来说，就是电网的一个负载。

计算机的电源是开关电源（注意，这可不是有开关的电源哦），属于非线性负载（也叫整流性负载）。

开关电源的原理是先把220V/50hz交流电整流为高压直流，再把高压直流逆变为高压高频交流，再通过高频变压器降为低压高频交流，再转为低压直流输出，这种电源的效率要比传统稳压器高得多。

把计算机的开关电源当做220V电网的一个负载，这种负载在220V市电输入端看来等效于一个容性负载，虽然它的电压波形还是正弦波，但是它的电流波形已经畸变了，不再是规则的正弦波，而是接近脉冲波的波形（其实这种非线性负载才是对电网有危害的恶性负载，会给电网带来高次谐波）。

据本人推测，由于饮水机是属于纯电阻性负载，而广院的饮水机加热功率通常是550W，学校为了保证饮水机使用，应该是把纯电阻性负载的功率限制在了550W上下。

那么电表如何识别这两种负载呢？方法有很多种，但都是通过单片机+AD转换器，对220V 输出端的电压电流的波形实时采样，然后编制相应的程序，通过算法，判断这两种负载的功率各占多大的比例，仅仅限制纯电阻性负载的接入，或者是检测总电流，限制总功率。

鉴于本文是发表在非专业论坛，就不详细描述判断过程了。

对于部分目前广泛使用的监视平均功率的电表，用一只整流二极管或快恢复二极管（反向耐压值450V以上，最大电流6A以上，为安全起见，留有一定裕度）串联在热得快上，相当于半波整流，减少了一半的电压，那么根据P=(U^2)/R,(1000W的热得快电阻为50欧姆左右)。

降低电磁干扰的几种措施

降低电磁干扰的几种措施凌力尔特公司产品市场工程师Greg Zimmer引言硅振荡器具有多种用途，自推出以来已经用于所有类型的时钟应用。

这种振荡器无需晶体或陶瓷谐振器以及无需采用外部电阻和电容器确定时间常数，就可产生精确的方波信号。

这种固态器件具有卓越的抗环境干扰特性，如固有的抗冲击、抗震动和抗加速度特性，此外，其工作温度范围为 -40o C 至 125o C。

硅振荡器的输出频率范围为 1kHz 至 170MHz，启动速度总是很快，功耗低，占板面积仅为 2mm x 3mm。

因为硅振荡器是可编程的，所以能用多种相位以智能方式控制这种振荡器的时钟频率。

基于这一事实，凌力尔特公司开发了两种硅振荡器，这两种器件专门为最大限度地降低开关稳压器的电磁干扰（EMI）而设计，通过巧妙地利用开关的时钟达到了降低电磁干扰的目的。

开关稳压器的使用日益广泛，这是因为与线性稳压器相比，开关稳压器在占用空间和工作效率上更有优势。

但是开关稳压器有一个缺点，这就是可能产生电磁干扰。

降低开关稳压器电磁干扰的传统方法有接地、屏蔽和滤波，以此抑制开关电流产生的辐射。

其他一些电磁干扰性能的改进可以通过直接改变开关电流幅度和频率来实现。

尤其是多相同步和扩展频谱频率调制（SSFM），这是两种减轻电磁干扰的有力武器，凌力尔特公司的 LTC6902 和 LTC6908 就采用了这两种方法。

多相同步开关稳压器中的电流波形是不规则变化的，产生的电磁干扰集中在开关频率附近。

采用多个不同相的开关而不是单个开关可以降低峰值电流，从而降低电磁干扰。

这种相位同步是通过采用单个时钟信号并在每個稳压器之间设置相移实现的。

相位同步方法错开了每个开关的接通时间，这样在以前存在死区的地方就总会有输入电流。

图 1 显示了以 200kHz 单个时钟工作的两个开关稳压器产生的峰值输入电流。

给第二个稳压器的时钟设置 180o相移，结果在两倍频率（400kHz）上产生了较小的峰值电流，因此产生了较小的峰值电磁干扰。

ncp1251中文手册

NCP1251电流控制型离线电源pwm控制器NCP1251是一块高度集成的pwm控制器芯片，它能够提供高性能的离线电源，而采用的是TSOP-6型小尺寸封装。

NCP1251采用峰值电流控制模式，控制器的工作频率为65k-100khz而且能提供高达28v的电源。

当副边功率开始下降时，控制器自动将开关频率阻塞到最低频26khz，如果功率继续降低，控制器会自动跳频以限制峰值电流。

当轻载时，过功率保护（opp）是很难实现。

芯片内部集成的opp使得仅仅增加两个外部的电阻就可以实现最大输出功率而不影响其它功能。

还有一个过压保护（ovp）的锁存器也连接在同一个引脚上。

为了芯片更方便的使用，芯片内部还集成了一个监测VCC的过压保护自动恢复装置，这对于光耦合器的损坏以及不良的开环运行等故障是一个有效的保护。

最后，一个基于计时器的短路保护为芯片提供了最好的保护策略，能够使用户准确的选择保护点，而不用考虑辅助绕组和功率绕组间的疏耦合。

特点固定频率65k-100khz的电流控制模式内部含可调的opp电路轻载时频率阻塞到26khz低频或者跳频内置斜坡补偿内置4ms固定软启动基于100ms计时器的短路保护自动恢复正常频率模式和阻塞频率模式的跳变可选择自动恢复或者锁存短路保护过压保护输入端以提高稳定性高达28v vcc供电供电电源VCC的过压保护自动恢复300mA/-500mA的电流源/沉能力高压线上低于100mW的待机功率EPS 2.0兼容无铅器件典型应用：电视机、机顶盒和打印机的Ac-dc变换器笔记本和上网本的离线适配器典型应用例子使用信息介绍NCP1251采用的是标准的电流控制模式，开关管的关断是由峰值电流设定点决定。

这个芯片实现了结构简单，器件数小，成本效率高等主要因素，尤其适合在低成本ac-dc适配器和开放结构供电电源等应用中。

NCP120X系列芯片成功的基础上，NCP1251封装了现代电源设计中所需要的所有必需的部分，在某些部分进行加强，例如：非耗散性OPP。

功率因数校正

功率因数校正摘要：提高功率因数是开关电源一个重要指标，由UC3854构成的控制电路有电路简单、成本低、功率密度高，在中小功率场合得到了广泛应用。

关键词：功率因数乘法器UC3854引言国际标准IEC555――2中关于谐波限制标准和电磁兼容（EMC 法规对传统采用的桥式整流和大电容量滤波电路从工频市电变换为直流电源的方法提出了限制。

这是因为该交流/直流变换方式不仅输出电压极不稳定，效率很低，负载功率被限制在2KW以下，而且更主要的是会导制交流输入电流波形出现严重畸变，功率因数在0.7以下。

随着绿色电子产品的发展，近年来功率因数校正(PFC)技术获得了广泛的应用。

象开关电源、电子镇流器和变频调速器等产品，采用PFC技术日益成为强制性的要求。

第一章有源功率因数校正技术1.1：有源功率因数校正电路组成有源功率因数校正APFC是抑制电流谐波，提高功率因数最有效的方法，其原理框图如图1所示。

交流输入电压经全波整流后，再经DC/DC变换，通过相应的控制使输入电流的平均值自动跟随全波整流电压基准，同时保持输出电压稳定。

APFC电路有两个反馈控制环：输入电流环使DC/DC变压器的输入电流与全波整流电压波形相同，输出电压环使DC/DC变换器的输出电压稳定。

1.2: 主电路的拓扑结构APFC的主电路拓扑结构采用DC/DC开关变换器。

其中升压式(BOOST)变换器由于电感连续、储能电感也作滤波器抑制RFI和EMI噪声、电流波形失真小、输出功率大及共源极使驱动电路简单等优点，常常作为主电路的拓扑形式。

第二章1800W 100KH PFC 电路设计(原理图见附图)2.1: 性能指标输入：AC220V±15% 50±2HZ输出功率：POUT=1800W输出电压：V OUT=400V开关频率：F S=100KH。

2．2: 主电路的设计1．电感的设计电感在PFC电路设计中相当重要，它决定了输入电流中高频纹波电流的多少。

电压、电流的反馈控制模式

电压、电流的反馈控制模式电压、电流的反馈控制模式现在的高频开关稳压电源主要有五种PWM反馈控制模式。

电源的输入电压、电流等信号在作为取样控制信号时，大多需经过处理。

针对不同的控制模式其处理方式也不同。

下面以由VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例，叙述五种PWM反馈控制模式的进展过程、基本工作原理、电路原理暗示图、波形、特点及应用要｀氪，以利于挑选应用及仿真建模讨论。

（1）电压反馈控制模式电压反馈控制模式是20世纪60年月后期高频开关稳压电源刚刚开头进展而采纳的一种控制办法。

该办法与一些须要的过电流庇护电路相结合，至今仍然在工业界被广泛应用。

如图1（a）所示为Buck 降压斩波器的电压模式控制原理图。

电压反馈控制模式惟独一个电压反馈闭环，且采纳的是脉冲宽度调制法，即将经电压误差放大器放大的慢变化的直流采样信号与恒定频率的三角波上斜坡信号相比较，经脉冲宽度调制得到一定宽度的脉冲控制信号，电路的各点波形如图1（a）所示。

逐个脉冲的限流庇护电路必需另外附加。

电压反馈控制模式的优点如下。

①PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调整时具有较好的抗噪声裕量。

①占空比调整不受限制。

①对于多路输出电源而言，它们之间的交互调整特性较好。

①单一反馈电压闭环的设计、调试比较简单。

①对输出负载的变化有较好的响应调整。

电压反馈控制模式的缺点如下。

①对输入电压的变化动态响应较慢。

当输入电压骤然变小或负载阻抗骤然变小时，由于主电路中的输出电容C及电感L有较大的相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，而输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才干传至PWM比较器将脉宽展宽。

这两个延时滞后作用是动态响应慢的主要缘由。

①补偿网络设计原来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化的现象使其更为复杂。

①输出端的LC滤波器给控制环增强了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增强一个零点举行补偿。

①在控制磁芯饱和故障状态方面较为棘手和复杂。

开关电源PWM的五种反馈控制模式

一、引言PWM开关稳压或稳流电源基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。

PWM的开关频率一般为恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。

由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。

对于定频调宽的PWM闭环反馈控制系统，主要有五种PWM反馈控制模式。

下面以VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例说明五种PWM反馈控制模式的发展过程、基本工作原理、详细电路原理示意图、波形、特点及应用要点，以利于选择应用及仿真建模研究。

二、开关电源PWM的五种反馈控制模式1. 电压模式控制PWM (VOLTAGE-MODE CONTROL PWM)：如图1所示为BUCK降压斩波器的电压模式控制PWM反馈系统原理图。

电压模式控制PWM是六十年代后期开关稳压电源刚刚开始发展起就采用的第一种控制方法。

该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界很好地被广泛应用。

电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的慢变化的直流信号与恒定频率的三角波上斜波相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度，见图1A中波形所示。

逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。

主要缺点是暂态响应慢。

当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为有较大的输出电容C及电感L相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。

这两个延时滞后作用是暂态响应慢的主要原因。

图1A电压误差运算放大器（E/A）的作用有三：①将输出电压与给定电压的差值进行放大及反馈，保证稳态时的稳压精度。

峰值电流模式控制总结(完整版)

峰值电流模式控制总结PWM (Peak Current-mode Control PWM)峰值电流模式控制简称电流模式控制。

它的概念在60年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。

在70年代后期才从学术上作深入地建模研究。

直至80年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路（UC3842、UC3846）的出现使得电流模式控制迅速推广应用，主要用于单端及推挽电路。

近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。

如图1所示，误差电压信号Ue 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号UΣ比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。

因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM 脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。

图1采用斜坡补偿的BUCK电流型控制1. 峰值电流模式控制PWM的优点:①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。

电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。

功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。

在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。

由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。

②虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。

即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。

因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。

介观压阻效应微陀螺仪的制造问题及改进方法

．Ｔｕｓｅｄｔｏｍｉｃｒｏｍａｃｈｉｎｅｄｇｙｒｏｓｃｏｐｅｈｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆｓｕｃｈｍｉｃｒｏｍａｃｈｉｎｅｄｇｙｒｏｓｃｏｐｅｗａｓｐｒｏｐｏｓｅｄａｎｄ
：ｔ；ｍｕ；ｍｅ；ｆ ┎┌ ┄ ┇ ┈ ｕｎｎｅｌｉｎｇｍｉｃｒｏｇｙｒｏｓｃｏｐｅｌｔｉｂａｒｒｉｅｒｎａｎｏｆｉｌｍｓｓｏｐｉｅｚｏｒｅｓｉｓｔｉｖｅｅｆｆｅｃｔａｂｒｉｃａｔｉｏｎ
３５］在前期的研究中，中北大学已经成功地将该效应应用到水声传感器、加速度计中［介观压阻效应类．６］似于硅压阻效应，不同的是工作在负阻区，其灵敏度却比压阻效应高出了一个数量级［如果能够进一步，
那么它将发挥更大的应用价值．将该效应应用到陀螺仪中，而ＭＥ更受控于ＭＥ这在我国已成为瓶颈．共振隧穿结ＭＳ器件的开发不仅仅是设计，ＭＳ生产工艺，构所用材料为Ｇ缺点是其屈服强度（较低，仅为硅材料的三分之一，因此很少被用作微系，２７００Ｍｐ）ａＡｓａ７］统的衬底材料［目前课题组正在做这项有意义的探索工作现在已将陀螺结构加工完毕，经过测试，发．，，现存在一些工艺制造问题，本文就此展开讨论，以推进这种新效应陀螺的研究．
．Ｔ，ｔｄｅｆｅｃｔｓｅｔｃｈｅｐｒｏｂｌｅｍｓｉｎｍａｎｕｆａｃｔｕｒｉｎｇｐｒｏｃｅｓｓｗｅｒｅａｎａｌｙｚｅｄｈｅｒｅａｓｏｎｓｆｏｒｔｈｅｆｏｒｍａｔｉｏｎｏｆ

UC3879中文资料

UC3879移相PWM控制器简化了零电压过渡全桥变换器的设计拉兹洛巴洛格简介这篇操作说明书将介绍UC3879集成电路，并与它的前身UC3875/6/7/8作性能上的比较。

这些集成电路提供了所有必要的控制，解码，保护和驱动器的功能，成功地处理了移相控制全桥变换器的操作。

该集成解决方案，大大简化了设计过程，并为设计者显著的节省了研制时间和印刷电路板设计。

在中高功率直流到直流电源转换中，用传统的移相技术来控制全桥拓扑的优势已经被证明。

这种控制方法能在几乎所有的操作条件下提供很好的控制的dv / dt值和所有初级侧功率级半导体的零电压开关。

在[1-8]几个出版物中讨论了操作的细节，包括全桥变换器谐振转换的等效电路和零电压开关的实现条件并描述了进一步改善的可能性。

这种方法所提供的主要好处是比它对应的硬转换简单的功率级，通过利用电路寄生而不是任其造成损失来提高效率以及较低的电磁干扰。

这些显着的优势是通过一个稍微复杂的控制算法来实现的。

UNITRODE公司 UC3879相移PWM控制集成电路 - 框图UC3879是先前推出的UC3875控制器系列的改进版。

该IC的内部结构如图1所示。

UC3879的欠压锁定水平用户可由UVSEL引脚选择。

有两个预定义的阈值。

，如果UVSEL引脚是悬空的，当提供给VIN引脚的电压超过15.25V时芯片启动。

UVSEL引脚和VIN引脚外部连接的情况下，操作开在10.75V时开始。

不受支配的操作开始，当输入电压低于9.25V时，UC3879芯片为欠压锁定状态。

同步的振荡器的工作频率是由两个外部元件编程。

从RT引脚接地电阻定义定时电容的充电电流，放电电流是内部固定在10mA。

通过这种方式，相当于上出现在芯片CLKSYNC上的输出信号的占空比的（DOSC）振荡器占空比，可以在这样的基础关系上准确设置：推荐的最小运行可靠的脉冲宽度约为250ns，并且所有实际应用不应超过500ns.因此，应当依据时钟频率选择DOSC：CT引脚和地面之间的连接的定时电容值与已定义的RT值的组合，决定了时钟频率(CLOCK)，按下列公式：在实践中，选择适当的电容值比电阻困难得多。

开关电源电路分析与技术改进

ｐｏｅｔｅｃｒｕｉａｄｐｏｏｅｎｍｐｏｉｇｉｅ．ｒｔｃｉｉｃｔｎｒｐｓｓａｉｒｖｎｄａｖ
关键词：３４；关电源；护电路ＵＣ８２开保
Ｋｅｒ：ＵＣ３４ｓｔｈｐｗｅ；ｒｔｃｉｅｃｒｕｔｙｗｏｄｓ８２；ｗｉｏｒｐｏｅｔｉｃｉｃｖ
中图分类号：Ｍ５Ｔ６
文献标识码：Ａ
文章编号：０６４１（００）６０８ — １１０ — ３２１３ — １３０１
好的保护作用，存在着一定的缺陷。１ＵＣ８２的典型应用３４Ｕ３４Ｃ８２的典型应用电路，电路主要由桥式整流电路，该高频变２３电路稳定性的缺陷电路中，电源的占空比大于５％，．当０或压器，Ｓ率管以及电流型脉宽调制芯片Ｕ３４ＭＯ功Ｃ８２构成。其工作变压器工作在连续电流条件下时，整个电路就会产生分谐波振荡，原理为：２Ｖ的交流电经过桥式整流滤波电路后，得到大约＋０Ｖ引起电源输出的不稳定。变压器中电感电流的变化过程：在ｔ２０３０没Ｏ时的直流高压，这一直流电压被ＭＳ功率管斩波并通过高频变压器刻，Ｏ开关开始导通，电感电流以斜率ｍｌ使上升，该斜率是输入电压降压，成频率为几十ｋｚ的矩形波电压，经过输出整流滤波，变Ｈ再就除以电感的函数。ｔ时刻，１电流取样输入达到由控制电压建立的门得到了稳定的直流输出电压。其中高频变压器的自馈线圈Ｎ２中感限，导致开关断开，流以斜率ｍ这电２衰减，至下一个振荡周期。直应的电压，经Ｄ２整流后所得到的直流电压被反馈到Ｕ３４Ｃ８２内部如果此时有一个扰动加到控制电压上，么它将产生一个 △Ｉ这样那，的误差放大器并和基准电压比较得到误差电压Ｖ，同时在取样电我们就会发现电路存在着不稳定的情况，ｒ即在一个固定的振荡器周阻Ｒｌ建立的直流电压也被反馈到Ｕ３４１上Ｃ８２电流测定比较器的期内，电流衰减时闸减少，最小电流开关接通时刻ｔ升了 △Ｉ２上＋同柑输入端，这个检测电压和误差电压ｖ相比较，生脉冲宽度可ＡＩ２ｍｌｔ产ｍ／，最小电流在下一个周期ｔ减小到（＋ｍ２ｍ）ｍ２３ △Ｉ △Ｉ／４（／）在该２ｍ１在调的驱动信号，用来控制开关功率管的导通和关断时间，以决定高ｍ１，每一个后续周期，扰动ｍ／被相乘，开关接通时交替频变压器的通断状态，而达到输出稳压的目的。Ｒ从５用来限制Ｃ增加和减小电感电流，许需要几个振荡器周期才能使电感电流为８也产生的充电峰值电流。考虑到ｖ及Ｖｅ上的噪声电压也会影响输零，过程重新开始，果ｍ２ｍｌ于ｌ变换器将会不稳定。ｉｒｆ使如／大，出的脉冲宽度，此，Ｕ３４因在Ｃ８２的脚７和脚８上分别接有消噪电３保护电路的改进容Ｃ４和Ｃ。Ｒ２７是ＭＯＳ功率管的栅极限流电阻。另外，Ｕ３４在Ｃ８２针对上述分析，改进电路该电路具有：通过在Ｕ３４ ① Ｃ８２的采的输入端与地之间，有３Ｖ的稳压管，还４一旦输入端出现高压，稳样电压处接入一个射极跟随器，该从而在控制电压上增加了一个与脉压管就被反向击穿，Ｖ钳位于３Ｖ，护芯片不致损坏。将ｉ４保宽调制时钟同步的人为斜坡，它可以在后续的周期内将△Ｉ扰动减２Ｕ８２保护电路的缺陷Ｃ３４ＪＪ。因此，Ｊ零￣ｆ即使系统工作在占空比大于５％或连续的电感电流０２１过载保护的缺陷当电源过载或输出短路时，Ｃ８２的保条件下，．Ｕ３４系统也不会出现不稳定的情况。不过该补偿斜坡的斜率必护电路动作，输出脉冲的占空比减小，出电压降低，Ｃ８２的须等于或略大于ｍ２２系统才能具有真正的稳定性。②取样电阻改使输Ｕ３４／，供电电压也跟着降低，当低到Ｕ３４Ｃ８２不能工作时，个电路关闭，用无感电阻。无感电阻是一种双线并绕的绕线电阻，精度高且容整其然后通过Ｒ６扦始下一次启动过程。这种保护被称为 “ 嗝 ” 打式易做到大功率。采用无感电阻后，其阻抗不会随着频率的增加而增（ｉｃｐ保护。在这种保护状态下，ｈｃｕ）电源只工作几个开关周期，后加。这样，然即使在高频情况下取样电阻所消耗的功率也不会超过它进入很长时间（几百ｍ到几ｓ的启动过程，ｓ）因此，的平均功率很的标称功率，因此也就不会出现炸机现象。③ 反馈电路改用Ｔ４１它Ｌ３低。是，但由于变压器存在漏感等原因，的开关电源在每个开关周加光耦来控制。我们都知道放大器用作信号传输时都需要传输时有期都有很高的开关尖峰电压，即使在占空比很小的情况下，助供间，不是输出与输入同时建立。如果把反馈信号接到Ｕ３４辅并Ｃ８２的电压反馈端，则反馈信号需连续通过两个高增益误差放大器，传输电电压也不能降到足够低，以不能实现理想的保护功能。所２２过流保护的缺陷Ｕ３４＿Ｃ８２的过流保护功能是通过脚３实时间增长。由于ＴＡ１本身就是～个高增益的误差放大器，Ｉ３因此，直现的。当脚３上检测的电压高于ＩＶ时，会使Ｕ３４就Ｃ８２内部的比较接采用脚１反馈，Ｕ３４做从Ｃ８２的脚８基准电压脚）了一个电阻（拉器翻转，Ｐ将ＷＭ锁存器置零，脉冲调制器处于关闭状态，而实到脚ｌ脚２通过Ｒ８接地。这样做的好处是，过了Ｕ３４使从，１跳Ｃ８２的内现了电路的过流保护。由于检测电阻能感应出峰值电感电流，以部放大器，而把反馈信号的传输时间缩短了一半，电源的动态所从使另外，直接控制Ｕ３４Ｃ８２的脚ｌ还可简化系统的频率补偿自然形成逐个脉冲限流电路，只要检测电阻上的电平达到ｌ，Ｖ脉宽响应变快。调制器立即关闭，因此这种峰值电感电流检测技术可以精确限制输以及输出功率小等问题。出的最大电流，使得开关电源中的磁性元件和功率器件不必设计较４实验结果Ｕ３４Ｃ８２检测电阻的电压波形和采样信号波形：经过改进后的大的余量，能保证稳压电源的工作可靠。是，常我们采用的采就但通电路，采样信号的波形紧紧跟随检测电阻的电压波形，有出现其没样电阻都是金属膜或氧化

几种功率因数校正的新方法

用付立叶变换得到的各个奇次谐波量值与标准比较如图4（b）所示。

这种最大值为5A的电流波形，相应于1000W的输入功率其基波电流为4.3A，三次谐波电流为1A，标准限制值是2.3A。

其它各个奇次谐波电流含量，都低于标准规定要求。

采用升压变换器拓扑结构，利用微控制器可以获得符合标准要求的非正谐波电流，同时能得到稳定的DC输出电压，并提供各种安全保护功能。

采用升压式PFC拓扑结构，在同样的输出功率下，有较小的输出电流，从而可使用较小的输出电容和电感元件。

图5示出的是一种基于标准ST90E30微控制器和UC3843电流型PWM控制器的数字PFC 升压式预调节器电路原理图。

PFC升压变换器的输入电压（即全桥整流100HZ正弦半波脉动电压）经R1和R2组成的电阻分压器取样被ST90E30检测。

变换器DC输出电压通过R3和R4组成的电阻分压器采样，也被微控制器A/D转换器的一个信道检测。

DC输出电压的设定值，被存储在微控制器的存储器中。

变换器的DC输出电压调节环路的作用是保持DC输出电压不随负载变化而波动。

数字PFC升压变换器的电流调节环路以UC3843的比较器、触发器及其脚6输出驱动的功率开关MOSFET（Q）为基础，用作控制电流波形。

电压调整环路给出一个经RC滤波的PWM电压参考VREF，并与Q源极电阻Rsense上的电流感测电压进行比较，以确定在功率MOSFET中的峰值电流限制值IL。

微控制器提供时钟信号，用作使功率MOSFET中的PWM电流同步。

在时钟上升沿上，触发器置位，Q导通，通过升压电感L的电流增加。

当电流达到由VREF给定的限制值IL时，触发器通过比较器复位，Q截止。

为使电流波形与AC电压同步，通过微控制器A/D转换器的一个通道AC电压过零检测，并利用软件作支持，及时调节占空因数，对静态和动态误差进行补偿，以获得如图4（a）所示的电流波形。

对于图5所示的数字PEC升压变换器，当输出DC电压为400V和输出功率为400W时，其AC 输入电流IAC、桥式整流电压Vbridge和DC输出电压Vo与未采用PFC时的波形比较如图6所示。

射频电感器选型参数详解

元器件选型应该是工程师在设计时的必须步骤。

而选择合适的的电感器可以帮助射频接收机更加高效地处理信号，更好的扼制更多峰值噪声，而选择电感器时需要综合考虑多个参数。

那么如何正确的选择适当的射频电感器呢？本文将从六个关键方面教会大家如何选择射频电感器？射频电感器的选择涉及到这样一些关键参数：安装方式（表贴式或直插式）、电感值、电流额定值、直流电阻(DCR)、自谐频率(SRF)、品质因数和温度额定值。

在应用中，电感器通常追求小尺寸，但给定应用中电感器的尺寸常常受到物理定律的限制。

电感值和电流额定值是其尺寸的主要决定因素，之后可再对其他参数进行优化。

关键一、决定电感值的因素若将电感器用作一个简单的单元件(第一级)高频扼流圈，则应根据需要扼制的峰值噪声频率进行选择。

在电感器的自谐频率(SRF)下，串联阻抗将达到最大值。

因此，要选择一个简单的射频扼流圈就应寻找一个SRF接近所需扼流频率的电感器。

对于高阶滤波器，每个元件的电感值必须根据滤波器的截止频率(低通和高通滤波器)或带宽（通滤波器）计算。

进行这些计算时通常会用到商用电路模拟软件，如SPICE、AWR 的MicrowaveOffice和Agilent的Genesys或ADS。

对于调谐电路或阻抗匹配，严格的电感公差是必需的。

如表1所示，与层叠式或厚膜型电感器相比，绕线式电感器通常能够达到更严格的公差。

关键二、电流要求决定直流电阻电流额定值和DCR密切相关。

在多数情况下，如果所有其他参数保持均等，则需要选取较大尺寸的产品来降低DCR。

关键三、能让电感器工作的自谐频率SRF的计算公式为：在扼流圈的应用中，SRF能够最有效地阻断信号的频率。

在低于SRF的频率下，阻抗随频率增大而增大。

在SRF下，阻抗达到最大值。

在高于SRF的频率下，阻抗随频率减小而减小。

对于高阶滤波器或阻抗匹配应用，在接近要求的频率时，拥有一条较为平缓的电感曲线(恒定电感与频率的曲线)更为重要。

这就要求选择一个SRF远远高于设计频率的电感器。

单相PWM整流器的直接电流主要控制策略分析

单相PWM整流器的直接电流主要控制策略分析作者：苑玉权来源：《科技创新与应用》2016年第25期摘要：伴随着我国科学技术以及相关电力技术的不断发展，现阶段我国的电力系统非常发达，同时电力系统中使用的设备也变得种类繁多，功能齐全。

在这种状态下，一旦使用大量的电力设备就会导致我国的电力系统中出现电流超负荷以及电压超负荷。

我国现阶段解决这种问题的办法之一就是使用单相PWM整流器来进行电流控制。

文章主要针对单相PWM整流器的直接电流控制策略进行详细的阐述以及分析，希望通过文章的分析以及阐述能够有效地提升我国电流控制的效果，同时也为我国电力系统的进一步发展以及创新贡献力量。

关键词：单相PWM整流器；直接电流的控制；分析；控制策略我国近些年的电子设备尤其是带有一定功率的电子设备正在越来越多的被应用，这样的状况就直接导致了我国的国家电网系统承载了越来越多的非线性电力负载，给我国国家电网中的电流以及电压带来了很多问题，其中谐波污染是一个较为突出的问题。

为了解决这一问题，我国的电力系统引进了PWM整流器，通过整流器的有效处理，大大地提升了电力系统中的系统功率因数，这样就会在很大程度上减少电网系统中的谐波污染。

通过一段时间的应用，整流器的功能和使用效果逐渐被人们认可以及关注。

在整流器工作过程中根据系统中的电感电流的运行状态可以分析两种工作模式。

第一种是电流断续的整流器工作模式；第二种是电流连续的整流器工作模式。

上述两种整流器工作模式中，电流连续的工作模式受到了更多的应用和重视，主要的原因是电流连续整流器的工作模式具有四个优点，第一个是连续电流的整流器能够有效地进行小波纹的电流输出；第二个是连续电流的整流器更加容易进行滤波操作；第三个是连续电流模式的整流器元器件的工作损耗小；第四个是连续电流模式的整流器能够进行大功率的电流控制。

在连续电流模式的整流器工作过程中，工作电流反馈量主要是有瞬间电流感应数值作为参考，这样就能够保障整流器在工作过程中进行直接电流的有效控制以及间接电流的有效控制。

带载瞬间峰值电流过大加电容

带载瞬间峰值电流过大加电容
当电路中的负载瞬间需要大量电流时，为了稳定电压并防止电路过载，可以考虑加入电容。

电容可以在瞬间吸收和释放电荷，从而平稳电流，保护电路和负载。

通过加入电容，可以降低电路的峰值电流，减少电路的压降，提高电路的稳定性和可靠性。

此外，电容还可以滤除电路中的高频噪声，提高电路的抗干扰能力，保证信号的纯净性和稳定性。

因此，在设计电路时，考虑负载瞬间峰值电流过大的情况，加入合适的电容是一种常见的解决方法。

另外，需要注意选择合适的电容参数，如容值、额定电压和工作频率等。

合适的电容参数可以更好地满足电路的需求，提高电路的性能和稳定性。

此外，还需要考虑电容的安装位置和连接方式，以确保电容能够有效地发挥作用。

最后，需要进行充分的电路测试和验证，以确保加入电容后电路的性能和稳定性得到有效改善。

综上所述，当负载瞬间峰值电流过大时，加入合适的电容可以有效稳定电路，降低峰值电流，提高电路的稳定性和可靠性。

在实际应用中，需要综合考虑电路的需求和特性，选择合适的电容并进行合理的设计和测试。

简单峰值保持电路

简单峰值保持电路简单峰值保持电路是一种常见的电路设计，用于将输入信号的峰值保持在一个固定的电平上。

这种电路常用于信号采集、测量和控制系统中，可以有效地处理高频信号和变化较快的信号。

简单峰值保持电路由一个运算放大器、一个电容和若干个电阻组成。

其基本原理是通过运算放大器将输入信号进行放大，并将放大后的信号通过电容器进行储存。

当输入信号的幅值变化时，电容器会根据输入信号的峰值自动调整电压，使输出信号始终保持在输入信号的峰值水平上。

在简单峰值保持电路中，运算放大器起到了放大和缓冲的作用。

它将输入信号放大后，输出到电容器上，同时还可以根据需要进行增益调整。

电容器则起到了储存信号的作用，保持输入信号的峰值水平。

而电阻则用于限制电流流过电容器，以保证电路的稳定工作。

简单峰值保持电路的工作过程如下：首先，当输入信号的幅值变化时，运算放大器会将其放大，并通过电容器将放大后的信号储存起来。

然后，电容器会根据输入信号的峰值自动调整电压，使输出信号始终保持在输入信号的峰值水平上。

当输入信号的幅值变化较大时，电容器会迅速调整电压，以保持输出信号的稳定性。

而当输入信号的幅值变化较小时，电容器则会缓慢调整电压，以保持输出信号的平滑性。

简单峰值保持电路具有以下优点：首先，它可以有效地保持输入信号的峰值水平，使得信号处理更加准确和可靠。

其次，它可以适应高频信号和变化较快的信号，具有较高的带宽和响应速度。

此外，它的电路结构简单，成本较低，易于实现和维护。

然而，简单峰值保持电路也存在一些不足之处。

首先，由于电容器的存在，该电路对直流信号的处理较差，只适用于交流信号的处理。

其次，由于运算放大器的放大和缓冲作用，该电路的功耗较高，对电池供电的系统不太适用。

此外，该电路在高温和高湿度环境下容易受到影响，对工作环境有一定的要求。

简单峰值保持电路是一种常见且实用的电路设计，用于保持输入信号的峰值水平。

它通过运算放大器、电容和电阻的协同作用，使得输出信号始终保持在输入信号的峰值水平上。

UC3842保护电路的缺陷及改进的方法

基于UC3842的开关电源保护电路的改进引言UC3842是美国Unltmde公司生产的一种性能优良的电流控制型脉宽调制芯片，它具有管脚数量少，外围电路简单等特点，因而得到了广泛的应用。

但随着UC3842开关频率的提高，由它所构成的开关电源的保护电路也出现了很多问题。

本文分析了UC3842保护电路的缺陷及改进的方法。

1UC3842的典型应用UC3842的典型应用电路如图l所示。

该电路主要由桥式整流电路，高频变压器，MOS功率管以及电流型脉宽调制芯片UC3842构成。

其工作原理为：220V的交流电经过桥式整流滤波电路后，得到大约+300V的直流高压，这一直流电压被M0S功率管斩波并通过高频变压器降压，变成频率为几十kHz的矩形波电压，再经过输出整流滤波，就得到了稳定的直流输出电压。

其中高频变压器的自馈线圈N2中感应的电压，经D2整流后所得到的直流电压被反馈到UC3842内部的误差放大器并和基准电压比较得到误差电压Vr，同时在取样电阻R11上建立的直流电压也被反馈到UC3842电流测定比较器的同柑输入端，这个检测电压和误差电压Vt 相比较，产生脉冲宽度可调的驱动信号，用来控制开关功率管的导通和关断时间，以决定高频变压器的通断状态，从而达到输出稳压的目的。

图l中，R5用来限制C8产生的充电峰值电流。

考虑到Vi及Vref上的噪声电压也会影响输出的脉冲宽度，因此，在UC3842的脚7和脚8上分别接有消噪电容C4和C2。

R7是MOS功率管的栅极限流电阻。

另外，在UC3842的输入端与地之间，还有34V的稳压管，一旦输入端出现高压，该稳压管就被反向击穿，将Vi钳位于34V，保护芯片不致损坏。

2UC3842保护电路的缺陷2.l过载保护的缺陷当电源过载或输出短路时，UC3842的保护电路动作，使输出脉冲的占空比减小，输出电压降低，UC3842的供电电压也跟着降低，当低到UC3842不能工作时，整个电路关闭，然后通过R6扦始下一次启动过程。

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对一个简单的峰值电流限制进行改进方法
故障保护是所有电源控制器都有的一个重要功能。