[TI]高速陷波滤波器

高速陷波滤波器

作者：Brice Carter 德州仪器 (TI) 低功耗无线应用

引言

有源陷波滤波器在过去就已被广泛用来消除 50 到 60Hz 的噪声干扰，但在中心频率 (f0) 的调谐、稳定性和可重复性方面，有源陷波滤波器尚存在不足之处。高速放大器的出现使设计更高速的陷波滤波器成为可能，但这种滤波器具有可生产性吗？本文将介绍目前高速陷波滤波器在实际中可能出现的情况，以及在实际工作中设计人员需要权衡的因素。

首先回顾一下陷波滤波器的一些特性：

在仿真中所能达到的陷波深度（如图 1 所示）并不是实际中所能达到的陷波深度，因此设计人员所期望的最好情况是 40～50dB。

图 1 仿真陷波深度

∙除了陷波深度外，设计人员还应该注意中心频率和 Q 值。对于给定的陷波滤波器而言，Q值为 -3dB，如图2所示，其既不是陷波深度也不是高于陷波深度 3dB 的一个点。

图 2 陷波滤波器的 Q 值

请谨记，设计人员的目标并非陷波滤波器本身，而是要抑制一个特定的干扰频率。由于漏掉频率或者是在该频率时抑制性能太弱而无法抑制干扰频率的任何滤波器都是失效的滤波器。

避免漏掉干扰频率的最好方法就是在设计之初就选好 R 和 C 的值。参考书目 1 中的“滤波器设计实用程序”下的 RC 计算器可以用来计算本文随后讨论的电路中的 R0 和 C0 的值。

拓扑结构

经过对大量陷波滤波器拓扑结构的研究发现，一些设计的目标是实现具有如下拓扑结构特征的滤波器：

∙产生陷波（与频带抑制相反）；

∙使用一个运算放大器；

∙可以根据中心频率和 Q 值，利用独立的调整来实现简单的调谐；

∙能在单电源电压下工作；

∙能适应全差动运算放大器。

虽然一些电路可以实现其中的一部分功能，但遗憾的是不可能全部实现这些特性。

双 T 陷波滤波器

这里值得一提的是图 3 中的双 T 拓扑结构，因为可以利用一个运算放大器来实施一个陷波滤波器。由于中心频率难以调整，所以该滤波器并不像想象中的那样灵活。调谐中心频率包括了对 3 个 R0 电阻器的同时调整。由于三相电位计体积大、价格昂贵且难跟踪，因此这种调谐工作难以实现，特别是当其中的一个阻值是另外两个阻值的 1.5 倍时。R0 电阻器的不匹配会使陷波深度快速降至

10dB 以下。

图 3 双 T 陷波滤波器

该电路也有其他一些缺点，其中包括：

∙其需要 6 个实现调谐的高精度组件，其中的 2 个组件与其他的 4 个组件要保持一定的比例关系。如果设计人员想绕开这种比例关系，则需要 8 个高精度组件才能实现。R0/2等于 2 个 R0 并联，且2×C0 等于 2 个 C0 并联。∙双 T 拓扑结构难以在单电源下工作并且不能用全差动放大器来实施。

∙由于要求 RQ 要远远小于 R0，因此电阻值的变化范围变大，该电阻值的变化范围会影响到陷波深度和中心频率。

然而，对于仅可以使用单个运算放大器的应用而言，如果设计人员完成了组件的精确匹配或采用了精度非常高的组件，那么双 T 拓扑结构还是很有用处的。

Fliege陷波滤波器

Fliege 陷波滤波器的拓扑结构如图 4 所示，该滤波电路与双 T 结构相比具有

以下优势：

∙仅用四个高精度组件（两个 RS 和两个 CS）就可实现中心频率的调谐。

该电路的一个重要特点是允许组件的轻度不匹配，其仅会影响中心频率，而不会影响陷波深度。

∙使用两个相同阻值的非关键电阻器就可实现滤波器 Q 值的独立调谐，且不会影响中心频率。

∙滤波器的中心频率在小范围内的调整对陷波深度的影响不大。

图 4 Fliege陷波滤波器

不过，该电路使用了两个运算放大器而并非一个运算放大器，且不能用全差动放大器来实施。

设计仿真

首先用理论上理想的运算放大器模型进行仿真，随后采用真实运算放大器模型验证，结果与实验室结果接近。表 1 中所列的是图 4 中的组件参数值。在进行仿真过程中不存在 10MHz 或高于 10MHz 的频率，因为最先是在实验室中测试完成的，而且 1MHz 是陷波滤波器工作的上限频率。

表 1 陷波滤波器的组件参数值

for chart

关于电容器：尽管电容只是仿真中的一个参数，但实际中的电容器是由不同的电介质材料制作而成的。对于 10kHz 而言，电阻器的取值范围将电容器限制在10nF 左右。虽然在仿真中的性能很好，但在实验中陷波滤波器却完全失去了该有的特性，因此需要将 NPO 材料换为 X7R 材料。由于所使用的 10nF 电容器的

测量值很接近，因此陷波响应损失主要由于不良的电介质材料引起的。需要将电路重置成 Q 为 10 的状态，并且使用 3-MΩ的电阻 RQ。在实际电路中，最好采用 NPO 电容器。

在设计仿真和实验中均使用了表 1 中的组件参数值。最初的仿真是在没有 1kΩ电位计的情况下完成的（两个 1kΩ的固定电阻器直接互连，并与底部运算放大器的非反相输入端相连），仿真结果如图 5 所示。

图 5 调谐前的仿真结果

图 5 中共有 9 组仿真结果，但每组 Q 值曲线都叠加在其他的频率上。每种情况下的中心频率都比设计目标的 10kHz、100kHz 和 1MHz 稍高。这是设计人员采用标准 E96 和 E12 电容器所能达到的最好结果。下面我们来看一下 100kHz 时的情况：

如果有 E24 序列电容器存在，则会有更接近的等式：

E24 序列电容器可以在许多应用中产生更精确的中心频率，但在实验中获取 E24 序列电容器值的开销很昂贵（并且没有保证）。虽然在理论上很容易设定 E24 电

容器的值，但在实际中却很少使用它们，并且它们的交货周期往往很长。

有一些更简单的替代方法选择 E24 电容器的值。仔细观察图 5 就可以发现陷波与中心频率的偏差很小。在较低的 Q 值处，仍对理想的频率有很好的抑制。如果抑制不充分，那么就需要对陷波滤波器进行调谐。

再看一下 100kHz 的情况，我们可以看到 100kHz 附近的响应已经超出图 6 的范围。曲线集在中心频率 (100.731khz) 左右的间距表示当插入 1kΩ电位计且在 1% 增量范围内调整时的滤波器响应。当电位计在正中时，陷波滤波器会抑制正中心频率处的频率。仿真的陷波深度大约为 95dB，但在实际中却难以达到。对电位计在 1% 范围内的调整会使超过 40dB 的陷波正好处于理想频率上。虽然这是采用最理想组件情况下的最好结果，但在实验中低频（10 和 100kHz）处可以产生类似结果。

图 6 表明，在设计之初便利用 R0 和 C0 来设定正确的频率是非常重要的。虽然电位计可以在很大范围内校正频率，但会降低陷波深度。在一个很小的范围内(±1%)，我们可以对不合乎要求的频率进行 100：1 的抑制，但在更大的范围内(±10%)，我们只能进行 10：1 的频率抑制。

图 6 中心频率的调谐

实验结果

图 4 中的电路是利用 THS4032 评估板来构建的。该评估板的通用布局只需要 3 个跳线和一个线迹切断便可完成该电路的实施。我们使用了表 1 中的组件参数值，从可以产生 1MHz 的参数开始选取组件，旨在从 1MHz 处选择带宽/转换率